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无线收发机芯片中可变增益放大器的设计摘 要在传统的GPS/GNSS前端发射机/接收机系统中，可变增益放大器（VGA）自身并不具备滤波功能。在中频或较低的频率下，由于组成滤波网络的电感电容器体积件体积很大，所以多数采用片外无源滤波网络，这样既使系统增益产生了衰减而且也降低了接收机芯片的集成度。目前，采用片上滤波方案的可变增益放大器大多数只做到了低通滤波，且采用级联电路，功耗大且滤波性能不佳。因此，设计了一种具有滤波功能的可变增益放大器。在这个设计中，采用ATMEL公司的0.5m SiGe HBT工艺，可变增益单元与Gm-C滤波单元集成一体，并运用四管回转器结构实现滤波。电路驱动电压为3.5V,直流电流为15mA,线性增益控制范围为-20dB-67dB,且电压控制范围为0-1.8V，最小增益下输入1dB压缩点为-11.8dBm。可变增益单元3dB带宽为30MHz-1.34GHz，Gm-C滤波单元选频范围为30MHz-1.38GHz，能够满足可变增益单元3dB带宽要求。可变增益放大器电路不仅具备很大的增益控制范围，而且中频38MHz处有很好的滤波性能，提高了芯片的集成度，降低了系统功耗。可变增益放大器芯片面积为，功耗为53Mw。同时，设计了与可变增益放大器配套工作的检波器与比较器电路，使其组成了一个完整的自动增益控制系统，系统响应时间为6ns，环路稳定时间为40ns,系统总功耗为63mW。关键词：可变增益放大器；Gm-C滤波；SiGe HBT；自动增益控制THE DESIGN OF VARIABLE GAIN AMPLIFIER IN WIRELESS TRANSCEIVER CHIPABSTRACTIn the traditional GPS/GNSS front-end receive and transmitter system, the Variable gain amplifier(VGA) doesnt have the function of filtering. In the intermediate frequency or low frequency, as the bulk of the inductance capacitor, composing the filter network, is very large, the off-chip passive filter is generally adopted. It will not only attenuate the system gain but also decrease the integration levelNow the VGA in the on-chip filtering program can just achieve low-pass filtering, and with the cascade circuits , it consumes much and doesnt function well.So we design this VGA with the function of filtering In this design.This design adopts the 0.5m SiGe HBT technology to integrate the controllable gain unit and the Gm-C filter unit together, and adopt four Rotary's structure to filter.The circuit driving voltage is 3.5V, the current is 15 mA, the rang of the linear gain control is -20dB-67dB, and the rang of the voltage control is 0-1.8V, and one compression point is -11.8dBm with the input of the minimum gain. The 3dB bandwidth of variable gain unit is 30MHz-1.34GHz.The frequency-selective range of Gm-C filter unit is 30MHz-1.38GHz, it is able to cover the 3dB bandwidth of variable gain unit. The VGA circuit possesses a large range of gain control and in IF 38MHz, a very good filtering function, which will increase the chip integration, and reduce the power consumption of the system.the chip area of VGA is , the power consumption is 53mW.At the same time , weve designed the detector and comparator circuit, coming with the VGA, to make out a complete AGC.The system response time is 6ns, loop settling time is 40ns, the total power consumption is 63mW.Keywords:VGA, Gm-C filter, SiGe HBT, AGC目录摘 要 iABSTRACTii第一章绪论1§1.1 SiGe HBT工艺的发展及应用1§1.2课题研究的目的和意义1§1.3 课题来源、论文的主要内容及结构安排2第二章工艺元件的性能3§2.1 晶体管的工作特性及温度特性3§2.2 电感元件的工作特性5§2.3 电容，电阻元件的工作特性7§2.4 小结9第三章集成滤波功能的可变增益放大器的设计10§3.1 可变增益放大器基本原理10§3.2 可变增益放大器的结构及技术参数11§3.3 可变增益单元与固定增益单元电路设计113.3.1 可变增益单元与固定增益单元的电路原理123.3.2电路技术参数及仿真结果13§3.4小结20第四章Gm-C滤波电路的设计21§4.1 回转器原理及应用21§4.2 Gm-C滤波单元电路设计22§4.3 Gm-C滤波单元电路的仿真23§4.4 可变增益放大器的整体电路仿真29第五章自增益控制系统的实现32§5.1自增益控制系统原理及技术指标325.1.1 自增益控制系统原理325.1.2 AGC系统主要质量指标33§5.2峰值检波器，比较器以电路的设计335.2.2峰值检波电路的设计335.2.3比较器电路的设计34§5.3 AGC整体系统的仿真36§5.4 AGC系统的版图设计38第六章结论41参考文献42致谢 45攻读学位期间所取得的相关科研成果46 第一章 绪论§1.1 SiGe HBT工艺的发展及应用SiGe HBT工艺自上世纪80年代后期被研制成功，由于其优异的高频性能和与传统Si工艺兼容的优点，广泛应用于射频和微波集成电路中。利用SiGe技术而研制的产品也应用于各个领域，尤其在无线电通信领域SiGe产品扮演着尤为重要的角色。由于无线通信系统的工作频率通常较高，因此对器件和电路的性能提出更高的要求。尽管Si工艺所做的器件已经广泛的应用于通信电路中，但在更高的频段应用射频和微波电路中的应用却受到限制。其主要原因存在于以下两个方面，一方面是由于Si的载流子迁移率特别是空穴的迁移率相对较低，从器件性能，尤其是从高频高速器件电路的设计考虑，SiGe半导体材料比Si有明显的优势。另一方面，虽然随着工艺技术的提高，应用“按比例缩小的原理”，器件的尺寸按Moore定律不断减小，使得集成度和性能不断提高，每个晶体管的价格不断降低，器件速度也相应提高。但由于工艺水平、短波产生的效应等原因，器件尺寸不能无限制地缩小。因此希望寻找一种既能在速度上可与III-V族材料器件相比，又在生产技术上与现有常规Si CMOS工艺技术相兼容的材料体系。SiGe应用技术中最主要、最成功的产品是SiGe异质结双极型晶体管HBT（Hetero-junction Bipolar Transistor）及其集成电路1-6。近年来随着MBE、MOCVD技术日渐成熟，高增益和高可靠性，低电压、低功耗和低成本。发展趋势体现在：模拟集成电路、射频集成电路、微波集成电路的集成度越来越高，噪声与功耗要求越来越低，器件速度越来越快。目前，单片微波集成电路已经使用于各种微波系统中。在这些微波系统中的MMIC包括PA（功率放大器）、低噪声放大器LNA（Low Noise Amplifier）、混频器、鉴相器、压控振荡器VCO（Voltage Controlled Oscillator），滤波器等直至整个射频收发系统。单片电路的发展为微波系统在各个领域的应用提供了广阔的前景。由于这些系统所具有的优良性能使得国家的军事力量迅速提高，在民事应用中的使用使人们的物质文化生活水平高速发展7-11。SiGe HBT以Si工艺为基础，因此器件工艺比较成熟，且造价低，易与现有的Si工艺兼容，其放大器功率附加效率PAE（Power Additive Efficiency）可达70%，与MESFET相同，最突出的优点是具有极低的相位噪声，SiGe HBT不仅有GaAs材料所制成的器件所具有的高速度，低噪声的性能，而且具有可以被设计生产者接受的价格。欧美发达国家自20世纪80年代中期开始着手SiGe双极型器件的研制，至90年代中期进入商品化阶段。以美国IBM公司为代表，Daimler-Benz、SGS-Thomson、Siemens、Agilent、NEC和HITACHI等著名器件厂商陆续于同期推出各自的商品化SiGe HBT和MMIC产品 12-16。§1.2课题研究的目的和意义现代发射机/接收机设计对高集成度、低功耗、低成本的要求越来越高。SiGe HBT工艺应用在射频接收机中的性价比最高，其较低的噪声，高增益以及可以接受的成本，使我们基于此工艺进行发射机/接收机前端带有滤波功能的可变增益放大器的研究，并开发了相应的自增益系统。实现接收机动态范围的功能电路是接收机中的自动增益控制电路(AGC)。AGC是一个闭环负反馈自动控制系统，是发射机/接收机最重要的功能电路之一。发射机/接收机的总增益通常分配在各级AGC电路中，各级AGC电路级联构成总的增益。在发射/接收微弱信号时，接收机要具有高增益，将微弱信号放大到要求的电平，在接收机靠近发射电台时，AGC控制系统的总增益，使接收机对大信号的增益很小，甚至衰减17-20。由于近些年来射频通信系统的高速发展，高选择性和良好的输出信号电平的控制的需要成为任何通信系统的众多焦点之一。因为从任何可能方向传来的不可预知的输入信号幅度电平进入接收机，因此大多射频收发机中都有自动增益控制系统。在接收机中可变增益放大器无疑是必需的，为了下一步的数字信号处理,它的输出电平标准化。值得注意的是现今通信的迅速发展越来越成为高性能可变增益放大器的主要驱动力。因此，在设计中集成了GM-C滤波器，大大提高了可变增益放大器的谐波抑制能力，使输出信号更加精确。其实，在所有的射频通信领域，可变增益放大器成为不可缺少的功能模块。在射频发射机中可变增益放大器也是必不可少的，比如在CDMA的移动终端的发射部分，可变增益放大器使移动终端的每个用户单元保持相同的发射功率，使基站保持最佳的系统容量。本文设计的可变增益放大器不仅可以接收GNSS无线接收机经过混频器下变频给出的中频信号，而且可以处理无线发射机中经过混频器上变频给出的射频信号，这也使得增大可变增益放大器的带宽成为了设计的重点21-25。§1.3 课题来源、论文的主要内容及结构安排根据天津晶研科技有限公司的项目“卫星导航用户终端发射机/接收机射频前端芯片组的设计开发”的要求，我的任务是基于0.5m SiGe HBT工艺的设计可变增益放大器，使其达到低功耗，高动态增益范围，满足线性度，芯片面积及噪声等方面的要求，实现可变增益放大器的滤波性能以及自增益控制系统的功能并最终实现成功流片。以下为论文主要内容及结构安排第一章：首先介绍SiGe HBT工艺的发展及应用，课题研究的意义，课题来源，及本论文的主要内容和结构;第二章：描述 0.5m SiGe HBT工艺的特点，分析各分立器件的性能。第三章：讲述可变增益放大器的基本原理;可变增益放大器基本的设计要求、指标,参数，并且完成可变增益放大器的可变增益单元与固定增益单元设计。 第四章：引述回转器原理，完成Gm-C滤波单元，并对可变增益放大器整体电路进行仿真。第五章：针对已经达到要求的可变增益放大器，提出自增益控制系统必须的检波电路，比较器方案。建立完整自增益控制系统电路，实现自增益控制完成系统级仿真，以及系统版图。第二章 工艺元件的性能§2.1 晶体管的工作特性及温度特性该工艺是0.5光刻技术的双极型HBT工艺，专门针对无线通信和光纤通信。对于npn型HBT晶体管，最小射极尺寸是。对于最小尺寸的晶体管，晶片上最小电学活动射极尺寸是。通常，布局尺寸和电学活动尺寸在长、宽两个方向上均相差0.3。设计中，将电学活动射极尺寸作为可实现的最小尺寸标准。本工艺NPN型的晶体管有两种：SIC（选择离子注入集电区技术）型晶体管和non-SIC（非选择离子注入集电区技术）型晶体管。为提高超高速双极晶体管的电流增益,降低大电流下基区扩展效应对器件的影响,将选择离子注入集电区技术应用于双层多晶硅发射极晶体管中。其中，SIC型npn管的截止频率为80GHz，最大频率约为90GHz，击穿电压为2.4V；non-SIC型npn管的截止频率为50GHz，最大频率约为90GHz，击穿电压为4.3V。在同一块芯片上同时使用两种不同类型的npn晶体管是不允许的。从以上的分析和结论来看我们选用SIC型npn管是合适的，由于我们在设计电路时，要根据实际需要而选择合适的器件，所以在设计展开之前要熟悉工程师所使用的工艺库。在本设计中常用的晶体管的射极尺寸是，三种，第一种用于镜像电流源设计，后两种，主要应用于放大电路设计。这里是对的分析。其晶体管测试环境如图2.1所示：图2.1 扫描晶体管扫描仿真环境Figure 2.1 Simulation environment of scaning transisitor这里，DC仿真控制器定义对集电极与发射极之间电压VCE进行扫描， 使用VAR（VCE=0，IBB=0）控制器对变量进行初始化，它与电压源，电流源共同使晶体管工作在有效区。这里的PARAMETER SWEEP控件是对多物理量进行同时扫描，这里没有使用模版的默认值，而是改为更小的基极电流扫描如图2.2所示，原因是本设计要求低功耗，所以晶体管的基极输入电流很小，在无法确晶体管是否正常工作的前提下进行了扫描，结果如图2.3所示。 图2.2 参数扫描控件的设置Figure 2.2 Setting Parameter Sweep 图2.3 晶体管扫描结果Figure 2.3 Result of scaning transistor通过仿真可以知道，在小电流输入的情况下，晶体管是正常工作的，可以在规定功耗下，进行放大器的设计。因为芯片要应用于不同气候环境中，对晶体管的温度扫描也是必要的，这样我们是可以知道在这一工艺下设计的电路，在不同温度下大体的工作情况，其扫描环境如图(2.4)所示： 图2.4 温度扫描仿真环境Figure 2.4 Simulation environment of temperature scanning先使晶体管正常工作，在Sweep 标签栏中，输入ADS 的全局变量temp（默认单位为摄氏度）。把温度范围设置为-60 至140，以5 为步长（如图2.4所示），观察晶体管发射极与集电极电位变化，其结果如图2.5所示：VcVbVoltage(V)Temperature (oC) 图2.5 温度扫描结果Figure 2.4 Result of temperature scanning 从图中，可以看出在200的温度变化范围内，集电极电压Vc增加了0.3V，基极电压下降了0.2V，对于本设计要求，这是一个允许的变化范围，在这一范围内变化，电路工作可以保证正常。§2.2 电感元件的工作特性在射频集成电路电路中经常使用的电感为螺旋结构，主要用于偏置网络、谐振电路，匹配网络等，以目前集成电路工艺发展，生产中能够提供高频性能良好的电感，但它们占了芯片很大的面积，特别是在较低频率时，需要的电感值很大，而且它们的Q值却很低。SiGe HBT工艺库提供的电感为螺旋电感，其工艺照片如图2.6所示:图2.6 电感微观照片Figure 2.6 Microphoto of inductor为了测试电感在不同频率下的特性，这里使用S参数进行仿真，仿真环境如图2.7所示： 图2.7 电感仿真环境Figure 2.7 Simulation environment of inductor这里选用的电感参数如图2.7所示，METVAR金属层数，WC为金属线宽度，SC为金属线间距，NOT为电感圈数，RI为电感内径，在10GHz范围内对电感进行S参数仿真，并在ADS中写入计算公式，将S参数转化为Y参数，且计算Y（1,1）的值，再将其值带入式（2.1），（2.2）： （2.1） （2.2） 从而计算出电感值L与品质因数Q。仿真结果如图(2.8)所示:图2.8电感仿真结果Figure 2.8 Simulation result of inductor如图2.8所示的结果对比定义式计算出的结果是准确的，电感值在10GHz以内是稳定的，但是200Mhz -4GHz处观察到电感值在2nH时版图所需要面积已经很大，而其Q值却很小（一般不超过15），这正是本文要进行有源电感研究的原因，有源电感用于在集成电路中的应用可以大大提高滤波器的集成度，并减小电感元件带来的制造风险。§2.3 电容，电阻元件的工作特性元件库中有四种类型的电阻R4，默认值为4，代表级电阻；R150， 默认值为450，代表百级电阻；R500，默认值为1.5K，代表K级的电阻；R1500，默认值为4.5K，代表K级以上的电阻。这四组数值代表了不同的数量级，根据不同需要选用合适数量级的电阻，且在电路设计中要注意通过电阻的电流大小，电流值不能超过电阻的承受值。图2.9是450电阻在S参数扫描下的组值变化情况，在20GHz以内，电阻阻值非常精准。 图2.9电阻仿真结果 Figure 2.9 Simulation results of resistance元件库中电容有两种，第一种为CNit，这种电容底层电极为硅化物，顶层电极为金属，整体由TiSi/ Si3N4/ Ti/ TiN/ AlSiCu聚合。第二种为CMIM，这种电容被嵌入在两层金属之间，整体由AlSiCu/ Ti3N4/ Si3N4/ Ti3N4/ AlSiCu聚合。在设计中主要使用CMIM电容，因为其工艺结构的特性，这种电容的精度较高，版图走线容易，其显微照片如图2.10所示： 图2.10 电感微观照片Figure 2.10 Microphoto of Capacitor电容的仿真环境与电感相同，只需要对计算公式进行修改(见图2.7)，这里选用的电容值为10pF,其仿真结果如图2.11所示： 图2.11 电容仿真结果Figure 2.11 Simulation result of Capacitor从扫描结果来看，金属-隔离层-金属（MIM型）电容模型在信号频率小于4GHz时，其电容值基本稳定，且与标定值吻合，电容模型中的等效电阻值随频率升高而增加，总体来说比较稳定（不大于0.6）。大于4GHz时，其模型的电容值会缓慢增加，当频率为6GHz时，电容值为20pF,频率继续升高，其电感效应会迅速显现，等效电容值会迅速下降。§2.4 小结在设计集成电路之前，首先必须对设计中所要使用的元器件性能的模型有深入的了解。本章对0.5m SiGe HBT工艺的特点及各分立器件的性能进行了仿真，对本次设计使用的元件进行了分析。为下面的电路设计奠定了基础。第三章 集成滤波功能的可变增益放大器的设计在无线通信系统中，可变增益放大器起到了非常关键的作用。本文所设计的可变增益放大器与采用回转器原理的Gm-C滤波器集成为单片，使可变增益放大器同时具备增益可控和滤波功能。§3.1 可变增益放大器基本原理可变增益放大器，它的英文缩写是:VAG，全称是Varibale Gain AmPlifier，这个放大器的增益是可调节变化的。它是用一个直流偏置的控制电压(电流)来控制该放大器的增益，达到使增益随着控制电压而变化。用函数表示即为: 或 ( 3.1)这里，Vc和Ic为控制电压和电流。可变增益放大器一般应用在自动增益控制(AGC)环路中【30-34】。在许多系统的自动增益控制中，比如通讯接收机，接收机的输出信号被检测到以后，产生一个控制信号，它是关于输出信号强度的函数，这个信号反馈到可变增益放大器来改变它的增益，使接收机的输出幅度保持为常数,如图3.1所示:发射机中也需要VGA与LPF传统的VGA与LPF解决方案 图3.1 集成了发射机与接收机的芯片原理图 Figure3.1 Sketch map of chip with transmitter and receiver 从图中可以看出传统接收机系统的接收机系统需要在可变增益放大器信号输出处加入低通滤波器，这有可能影响到芯片的集成度，并且仅局限于低通滤波，如果较低频率的谐波干扰信号，则影响了接收机或发射机的性能，这样频率选择的能力有限。并且从图3.1中可以看到发射机系统中也是需要自增益系统控制的，这也体现了对于可变增益放大器设计的必要性。§3.2 可变增益放大器的结构及技术参数设计主要应用于GNSS接收机系统中,它将放大器与Gm-C滤波器集成为单片，为传统的接收机系统，提出了新的解决方案。这一设计主要有三部分组成，第一部分为可控增益部分，它提供了增益控制功能；第二部分为固定增益部分，这一部分使可变增益放大器达到理想的增益可控范围；第三部分为滤波部分，这一部分使可变增益放大器可以做到自身具有滤波功能，且可以做到带通滤波，并提供7dB增益。可变增益放大器结构示意图如图3.2所示，表3.1为可变增益放大器技术指标。Gm-C滤波单元固定增益单元可控增益单元信号输出信号输入图3.2可变增益放大器结构示意图Figure3.2 Sketch map of variable gain amplifier表3.1可变增益放大器技术指标Table3.1 Specifications of variable gain amplifier 动态增益范围-10dB-65dB-3dB增益带宽1.1GHz1dB增益压缩点-14dBm最大增益噪声15电压调节范围0-1.8V工作频率38MHz-1.1GHz直流电流（ICC）17mA根据项目要求，本设计最终将达到这些设计指标。§3.3 可变增益单元与固定增益单元电路设计 3.3.1 可变增益单元与固定增益单元的电路原理可变增益单元采用双差分结构如图3.3所示，这种结构符合项目的双端输入要求，使电路更加稳定，有较高的线性度,而且本文采用的双极型工艺可以实现宽的动态范围。其工作原理是：通过改变晶体管VQ4与VQ5的基极电压偏置来改变晶体管VQ3- VQ6的静态工作点，进而使输出电压增益发生变化。图3.3可变增益单元电路原理图Figure3.2 Schemati c of variable gain cell如果，直接将变化的电压加在变晶体管VQ4与VQ5的基极，增益的变化会非常敏感，电压控制范围过小，使得电路不易实现，因此设计了电压控制电路，如图3.4所示，此电路由R1-R4以及晶体管VQ1组成，很好的解决了上述问题。设VQ4和VQ5的基极偏置电压为Vc.，晶体管VQ1的集电极电流为： （3.2）其中为常数，晶体管VQ1的基极电压为： （3.3）所以，电阻R4与Vc的关系为： （3.4）图3.4控制电压电路Figure 3.4 Circuit of the voltage control电路中固定增益单元为简单的差分结构放大电路如图3.5 所示，它的作用是提高了可变增益放大器输出最大增益与最小增益的绝对值。图3.5 固定增益单元电路 Figure 3.5 Circuit of Fixed gain cell 电阻R1 与晶体管Q3 Q4 Q7 Q8组成了镜像电流源，Q4 的发射极尺寸为，Q3 Q7 Q8的发射极尺寸为，根据镜像电流源原理，电流被放大了1倍。Q5 Q6Q7 Q8组成了射极跟随器，射极跟随器是按三极管按共集(Common Collector)方式连接，就是基极与发射极共地，基极输入信号，发射极输出，亦称为共集电极放大器。动态电压放大倍数小于1并接近1，且输出电压与输入电压同相但是输出电阻低，具有电流放大作用，同时也起到了输出缓冲作用。固定增益单元电路为电路提供了20dB的增益。 3.3.2电路技术参数及仿真结果 （1） 可控增益范围 电路拓扑确定后，可以使用ADS（先进设计系统）仿真软件进行技术参数的仿真、建立电路模型，使电路模块化，并搭建仿真环境，如图3.6所示：图3.6 增益范围仿真环境 Figure 3.6 Simulation environment of gain range 在这里使用HARMONIC BALANCE控件进行谐波仿真，在38MHz信号输入下，对电压控制端口（Vc端）进行扫描，扫描范围0-1.8V，控件设置如图3.7所示：通过公式控件MeasEqn写入电压增益的定义公式。同时，通过TRANSIENT控件观察在最大增益下时域波形是否失真。 图3.7 谐波平衡控件设置 Figure 3.7 Settings HARMONIC BALANCE其扫描结果如图3.8所示：图3.8 电阻R4变化对应的控制电压与增益关系曲线Figure 3.8 Resistance R4 VS the gain control voltage这样，控制电压可以在0-1.8V范围内变化，增益变化敏感度随之下降。随着电阻R4的增大，同一控制电压V_control的值对应Vc点电压减小，因此可变增益放大器的最大增益值与最小增益值均减小，就是说动态增益范围整体向下平移如图3.8所示，因为项目要求增益变化范围为-20dB-60dB,所以电阻R4=7 k时，扫描曲线平坦度与增益范围最为合理，设计达到要求。（2） 噪声系数与3dB带宽影响接收机的噪声主要是散弹噪声，热噪声，与闪烁噪声三种。其中，围绕随机电流脉冲平均值起伏变化产生了散弹噪声，热噪声是由电路或器件中的电阻起伏变化造成的，而闪烁噪声是由掺杂或晶格缺陷早成的。前两种噪声可以通过电路设计进行改善，闪烁噪声是工艺原因造成的。可变增益放大器噪声的参考量主要是最大增益下噪声系数，在电路模块中是不可能完全去除噪声的，实际的电路模块总是在信号上附加有噪声。因此噪声会使输出信噪比小于输入信噪，即在实际电路中有： （3.5） （3.6） (3.7)所以 ， (3.8)其中，N为由电路模块附加的噪声功率；Si，So 为输入输出端各自的信号功率;Ni ,No输入和输出端各自的噪声功率；G为电路功率增益。一个新的参数NF(噪声系数)，可以取代N来定义和描述电路模块产生的附加噪声即： (3.9)噪声系数NF定义为输入信噪比与输出信噪比的比值，很好地表征了系统或模块的噪声性能。可变增益放大器带宽参考量为3dB带宽，3dB带宽指电压幅值等于最大值的二分之根号二倍时对应的频带宽度，幅值的平方即为功率，平方后变为1/2倍，在对数坐标中就是-3dB的位置了，也就是半功率点了，对应的带宽就是功率在减少至其一半以前的频带宽度，表示在该带宽内集中了一半的功率。由于可变增益放大器在确定控制电压下是一个一般放大器，所以它是线性器件，因此使用S参数中的噪声计算控件，其仿真环境与控件设置如图3.9所示，通过观察参数S21来计算出放大器的带宽。Term1与Term2的阻值模拟了可变增益放大器，前一级与后一及电路的输出阻抗与输入阻抗。图3.9 噪声系数与3dB带宽仿真环境 Figure 3.9 Simulation environment of noise figure and 3dB bandwidth 图3.10 S参数控件设置 Figure 3.10 Settings the S-parameter噪声计算设置输入的扫描的频率范围为38MHz-1.5GHz,带宽计算输入的扫描范围为0-1.5GHz其扫描结果如图3.11所示: 图3.11 3dB带宽的仿真结果 Figure 3.11 Simulation result of 3dB bandwidth表3.2 噪声系数表 Table 3.2 Noise figure table从扫描结果可以看出，可变增益单元的带宽范围是30MHz-1.340GHz，这说明放大器有一个宽范围的工作区，在不同协议及服务对象的接收机与发射机产品中，对电路工作频率要求是不同的，一个宽带宽的设计使得电路应用范围更广。表3.2显示，在38MHz-1.5GHz范围内，噪声系数为11.6-12.1之间，由于可变增益放大器属于系统后端，根据系统噪声公式，可变增益放大器输入接收机系统下游，对接收机整体来说噪声影响非常小，所以这一噪声结果是符合设计要求的。（3） 线性度为了提高可变增益放大器的线性度既增大输入电压Vin的输入范围，电路设计中加入发射极负反馈电阻RE（此处RE 的作用与图3.2中的电阻R8作用相同），如图3.12所示： （3.11）根据公式（3.1）： （3.12）由图3.5可知： (3.13)式中iE是流过负反馈电阻的电流：，当RE足够大时，iE很小，由式（3.6）可知： (3.14) IIiEI2I1 图3.12发射极负反馈电阻 Figure 3.12 Negative feedback resistor of emitter表征放大器的线性度的量是1dB增益压缩点，1dB压缩点(P1dB)是输出功率的性能参数。压缩点越高意味着输出功率越高。P1dB是指与在很低的功率时相比增益减少1dB时的输入(或输出)功率点。当输入功率升高时增益是下降的，这是因为在其最大输出功率时器件达到饱和，于是功率不能继续上升。这一参数仿真环境如图3.13所示： 图3.13 线性度仿真环境 Figure 3.13 Simulation environment of Linearity仿真使用谐波平衡控件对输