电气控制系统课程设计(论文)基于UC3855A软开关功率因数校正电路设计.doc

序号：23电气控制系统课程设计(论文)题 目：基于UC3855A软开关功率因数校正电路设计指导老师： 院 系： 信息与通信工程学院 专 业： 自动化 班 级： 0 8 自动化 学生姓名: 学 号: 2011.12.161. 引言本设计的目的在于实现软开关的功率因数校正（PFC），功率因数校正控制芯片UC3855的校正原理及应用电路的设计，各个参数的计算。掌握Matlab的电力电子仿真。2. 方案的实现与论证2.1 软开关简介 通过在开关过程前后引入谐振，使开关开通前电压先降到零，关断前电流先降到零，就可以消除开关过程中电压、电流的重叠，降低它们的变化率，从而减小甚至消除开关损耗。同时谐振过程限制了开关过程中电压和电流的变化率，使得开关噪声也显著减小，这样的电路被称为软开关电路，开关过程被称为软开关。其工作过程如图1所示，显然，由于电压电流没有重叠过程，因而不会消耗功率。 图1 软开关工作过程使开关开通前其两端电压为零，则开关开通时就不会产生耗损和噪声，这种开通方式称为零电压开通。是开关关断前其电流为零，则开关关断时也不会产生耗损和噪声，这种关断方式称为零电流关断。与开关并联的电容能使开关关断后电压上升延缓，降低关断损耗，称为零电压关断；与开关串联的电感能使开关开通后电流上升延缓，降低开通损耗，称为零电流开通，但是利用并联电容实现零电压关断和利用串联电感实现零电流开通一般会造成总损耗增加、关断过电压增大等负面影响，因而没有实际应用价值1。因此通常情况下零电压开关是指零电压开通，零电流开关是指零电流关断。软开关电路分成准振谐电路、零开关PWM电路和零转换PWM电路。各种电路的具体分析过程可参考文献1,2。2.2功率因数校正（Power Factor Correction，PFC）设计2.2.1 PFC原简介PFC是在20世纪80年代发展起来的一项新技术，其背景源于离线开关电源的迅速发展和荧光灯交流电子镇流器的广泛应用。PFC电路的作用不仅仅是提高线路或系统的功率因数，更重要的是可以解决电磁干扰(Electro Magnetic Interference ，EMI)和电磁兼容(Electro Magnetic Compatibility ，EMC)问题。随着电子技术的发展，各种办公自动化设备、家用电器、计算机等大量使用，这些设备内部都需要一个将市电转化为直流的电源部分，在转换过程中由于一些非线性元件的存在，导致输入电流、 电压虽然是正弦波形的，但输入的交流电流却严重畸变，包含大量谐波，不但降低了输入电路功率因数，也会对公共电力系统产生污染3。近年来开关电源产品广泛应用于工业自动化控制、军工设备、科研设备、LED照明、工控设备、通讯设备、电力设备、仪器仪表、医疗设备、半导体制冷制热、空气净化器，电子冰箱，液晶显示器，LED灯具，通讯设备，视听产品，安防，电脑机箱，数码产品和仪器类等领域，可以说开关电源是电网最主要的谐波源之一。多数开关电源是通过整流器与电力网相接的，经典的整流器是二级管或晶闸管组成的一个非线性电路，会在电网中产生大量电流谐波和无用功功率而污染电网，使功率因素降低，一般仅为0.450.75，且其无功分量基本上为高次谐波。为此许多国家制定了技术标准，限制用电电气设备产生的最大谐波电流。可见消除谐波电流提高功率因数意义重大。在整流输出电路后面采用功率因素校正能有效解决上述问题，实现各种电源装置网侧电流正弦化，使功率因素接近于1，并且极大地减少谐波电流，消除无功损耗。导致功率因数降低的原因有两个，一个是线路电压与电流之间的相位差（称为相位角），另一个是电流或电压的波形失真。由于常规整流装置使用非线性器件（如晶体管、二极管等），整流器件的导通角小于180°，从而产生大量谐波电流，而谐波电流不做功，只有基波电流成分做功，因此功率因素主要受相位角影响。对于相控整流电路，提高功率因数的措施，一般是在负载端添加一个性质相反的电抗元件，如电网呈电感性，通常采用电容补偿法，最简单的方法就是在电感性负载的两端并联电容器。对于开关整流电路，不良功率因数主要源于电流波形的畸变，需要在电路整流后加入功率因数校正变换电路。常规的开关电源都是采用桥式整流和大容量电容滤波电路来实现AC-DC转换的,如图2 所示。由于滤波电容的充、放电作用，在其两端的直流电压出现略呈锯齿波的纹波。滤波电容上电压的最小值远非为零，与其最大值(纹波峰值)相差并不多。根据桥式整流二极管的单向导电性，只有在AC线路电压瞬时值高于滤波电容上的电压时，整流二极管才会因正向偏置而导通，而当AC输入电压瞬时值低于滤波电容上的电压时，整流二极管因反向偏置而截止。也就是说，在AC线路电压的每个半周期内，只是在其峰值附近，二极管才会导通。虽然AC输入电压仍大体保持正弦波波形，但AC输入电流却呈高幅值的尖峰脉冲，其结果可由如图3 所示的Matlab仿真图形验证。这种严重失真的电流波形含有大量的谐波成份，引起线路功率因数严重下降。 图2 整流电路 (a)(b) (c) 图3 仿真电路图 （a）电路图 (b)输入电压输入电流波形 （c）输出电压波形2.2.2 PFC原理功率因数（PF）是指交流输入有功功率(P)与输入视在功率(S)的比值，即 （1）式中：为输入电流式中失真系数 为有效值，I1, ，In为输入电流的基波与各次谐波分量总谐波失真系数公式为 ，于是 即 PFC方案是针对非正弦电流波形而采取的提高线路功率因数、迫使AC线路电流追踪电压波形的瞬时变化轨迹，并使电流与电压保持同相位，使系统呈纯电阻性的技术措施。PFC的基本目的在于使电流，电压波形相同且相位一致。为提高线路功率因数，抑制电流波形失真，必须采用PFC措施。PFC分无源和有源两种类型。无源PFC电路利用电感和电容组成滤波器，将输入电流进行相移及整形，以使功率因数提高，但这种方法的电路体积庞大、笨重，难以实现高功率因数。目前流行的是有源PFC技术。有源PFC技术分为两类：一类是由有源开关、电感L及控制电路组成的有源PFC电路，这种电路工作频率低，电感体积大，因而应用很少；另一类是高频有源PFC电路，也就是现在通常所说的有源PFC。高频有源PFC（下文简称为APFC）电路由DC/DC变换器组成。工作原理是：输入交流电压信号经取样后与误差放大器输出相乘，产生PWM驱动信号，控制开关管的导通与截止。开关导通时，二极管截止；开关管截止时，二极管导通。二极管导通时，电流向滤波电容充电，在交流电压的半周期内，电感L的高频振荡电流频率是不断变化的，但峰值电流的包络曲线时刻跟踪交流电压的变化，L的平均电流在开关周期很小时接近正弦波形。高频有源PFC电路相当复杂，但半导体技术的发展为该技术的应用奠定了基础。基于功率因数控制IC的有源PFC电路组成一个DC-DC升压变换器，这种PFC升压变换器被置于桥式整流器和一只高压输出电容之间，也称作有源PFC预调节器。有源PFC变换器后面跟随电子镇流器的半桥逆变器或开关电源的DC-DC变换器。有源PFC变换器之所以几乎全部采用升压型式，主要是在输出功率一定时有较小的输出电流，从而可减小输出电容器的容量和体积，同时也可减小升压电感元件的绕组线径。PFC变换器有不同的分类方法。按通过升压电感元件电流的控制方式来分，主要有电感电流连续的乘法器控制即连续导通模式(CCM)、电感电流不连续的电压跟踪控制即不连续导通模式(DCM)及介于CCM与DCM之间的临界或过渡导通模式(TCM)三种类型。CCM因反馈电流的不同可分为峰值电流控制、平均电流控制和电流滞环控制。不论是哪一种类型的PFC升压变换器，都要求其DC输出电压高于最高AC线路电压的峰值。在通用线路输入下，最高AC线路电压往往达270V，故PFC变换器输出DC电压至少是380V(270V2V)，通常都设置在400V的电平上。工作在CCM的PFC变换器，输出功率达500W以上乃至3kW,在DCM工作的PFC变换器，输出功率大多在60250W。2.2.3 PFC方案选取在PFC校正电路中应用最广泛的是单相Boost 有源功率因数校正（APFC）变换电路，其原理图如4所示。在Boost PFC电路中，最关键的部分是控制系统的设计及控制方式的选取。如图5的Matlab仿真结果所示，当没有加入APFC，只是用一个IGBT代替控制系统时，电路运行稳定后，输入电流虽然比图3的波形好但是仍然有明显的畸变。这是不符合我们的设计要求的。所以需要对其加入APFC环节，这也是本文主要解决的问题。 图4 单相Boost功率因数校正原理图 (a) (b) (c) 图5 单相Boost 功率因数校正仿真 （a）仿真电路图 （b）输入电压、电流波形 （c）输出电压波形CCM是采用乘法器方法来实现有源功率因数校正，而DCM则采用电压跟随器的方法来实现有源功率因数校正。DCM升压型PFC控制IC的内部结构及由其组成的预变换器电路如图6所示，当AC线路电压从零按正弦规律变化时，乘法器输出VMO为比较器建立的门限强迫通过L的峰值电流跟踪AC电压的轨迹。在各个开关周期内电感峰值电流形成的包迹波，正比于AC输入电压的瞬时变化，呈正弦波波形。在两个开关周期之间，有一个电流为零的点，但没有死区时间，从而使AC电流通过桥式整流二极管连续流动(二极管的导通角几乎等于180°)，整流平均电流即为AC输人电流(为电感峰值电流的1/2)，呈正弦波波形，且与AC线路电压趋于同相位，因而线路功率因数几乎为1。在DCM下工作的PFC升压变换器相关电压和电流波形如图7所示. 图6 DCM升压型PFC控制IC的内部结构及由其组成的预变换器电路图7 DCM下工作的PFC升压变换器相关电压、电流波形 图8 CCM下工作的PFC升压变换器相关电压、电流波形工作于DCM的PFC升压变换器开关频率不是固定的。在AC输入电压从0增大的峰值时，开关频率逐渐降低。在峰值AC电压附近，开关周期最大，而频率最低。 在连续模式(CCM)下工作的PFC升压变换器采用固定频率高频PWM电流平均技术。这类变换器的开关占空比是变化的，但开关周期相同。通过升压电感器和PFC开关MOSFET的电流在AC线路电压的半周期之内(即0<t<T/2)，任何时刻都不为0，而是时刻跟踪AC电压的变化轨迹，其平均电流(IAC)呈正弦波形，且与AC电压同相位，如图8所示。工作在CCM下的PFC变换器与DCM的变换器相比，优点有：输入和输出电流波纹小、THD和EMI小，滤波容易；电流有效值小，器件导通损耗小；适用于大功率应用场合。因此本设计将采用控制模式是CCM模式。控制方式一般有峰值电流控制、平均电流控制和电流滞环控制。峰值电流幅度控制（PCMC）电流环的程控信号不是直流，而是按正弦规律变化。峰值电流控制的缺点有：电流峰值和平均值之间存在误差，无法满足THD很小的要求；电流峰值对噪声敏感；占空比大于0.5时系统产生次谐波振荡；需要在比较器输入端加斜坡补偿。因而在PFC中，这种控制方式基本不用。本设计将采用平均电流控制法。平均电流幅度控制（ACMC）又称为三角载波控制，在峰值电流控制的基础上，在乘法器输出与比较器之间增加了PI电流控制器，控制器控制输入输入电流平均值，使其与电流程控信号波形相同。由于电流环有较高的增益带宽、跟踪误差小、瞬态特性较好，使得平均电流控制具有THD（可将THD降低到5%以下）和EMI小，对噪声不敏感，开关频率固定，适用于大功率应用场合，是目前PFC中应用最多的一种控制方式，这也是本设计采用此方法的原因。以平均电流控制原理设计的PFC集成控制芯片（如UC3854、UC3855等）在单相Boost电路中得到普遍应用。通常的Boost APFC原理图如图9所示，该电路的Boost升压控制采取的是硬开关方式，其拓扑图如图10所示。 图9 基于Boost 变换器的APFC 电路原理图图10 硬开关PFC 整流电路 该电路构成的PFC整流电源虽然简单，但有如下缺点：因开关管VM为硬开关, 开关损耗大, 故关断时产生的尖峰电压高； 因快恢复二极管VD 为硬关断, 故关断时产生关断尖峰电压；开关噪声大。为了抑制VM关断时产生的尖峰电压, 一般采用阻容吸收电路。该电路虽能较好地抑制尖峰电压, 但因VM工作在高频条件下, 阻容吸收电路将产生较大的功耗, 因而降低了电源效率。在硬开关电路中,VM 的开通导致VD 关断,而关断过程初始电流和的大小决定了VD关断损耗的大小。通常的硬开关电路中,VM 开通时的是相当大的,而在ZVT PWM 电路中= Uo/ Lr ,有明显的降低,因此VD 为软关断,关断损耗也明显降低。ZVT PWM 电路消除了VM 的开通损耗,降低了VM 和VD 的关断损耗,但引入了辅助换流电路的通态损耗和开关损耗。只有当引入的损耗小于消除和降低的损耗时,才有实际意义,文献9就硬开关的开关损耗和辅助换流电路的通态损耗及开关损耗进行比较, 软开关电路效率比硬开关提高了1%左右。基于此，可见零电压转换(Zero-Voltage-Transition， ZVT ) 软开关技术（ZVT 软开关是通过在VM 两端并联含有辅助开关VM1 的LC 谐振回路来获得零电压开关( ZVS) 的）可以使电路的效率更高，因而本设计将采用ZVT PFC校正电路。2.2.4 PFC方案实现（1）ZVT-PFC方案的论证 本文采用升压电路构成ZVT-PFC 整流电源，该电路与一般的Boost电路相比加入了一个附加的谐振网络（由谐振电感Lr、谐振电容（包括Cr、主开关管VM的输出电容CVM、二极管的结电容CVD）、辅助开关管VM1和一个二极管环组成），为简化分析，认为输出滤波器电感足够大，视作一个电流源，Boost-ZVT-PFC 主电路见图11。 其中, ZVT 电路由VM1、谐振电感Lr、谐振电容Cr、二极管D1、D2、D3 等元件组成，它使主开关VM 在零电压条件下开通。 图11 ZVT- PFC 整流电路图12 ZVT- PFC 整流电路的工作波形图中V GMAIN和V GZVT 主开关和辅助开关驱动电压 V DSMAIN和IMAIN 主开关管漏源之间电压和电流ILr 谐振电感电流 V D1 和I D1 快恢复二极管的电压和电流V O PFC 输出电压 I IN 输入电流其工作原理，如图12所示：在t0 以前, 主开关VM 、辅助开关VM1均截止，二极管D1导通，I IN通过D1 输出到负载，ILr = 0 。t0 t1 阶段， 在t0时刻，VM 1开通，Lr中的电流ILr 线性增长，同时D1的电流ID1 以互补的方式线性下降，直到t1时刻，ILr =IL (IL为电感L的电流等于IIN)，此时ID1 =0，D1软关断。此段时间。t1 t2 阶段，t1时刻，Lr的电流为Iin，Cr 存储的能量逐渐转移到Lr 上从而使ILr超过IIN ，Lr电流继续上升至Cr 和Lr 发生谐振， V DSMAIN逐渐下降，直到t2时刻电压下降为零。此时主开关管VM的内部并联开始导通。t2 t3 阶段，VM内部并联的二极管导通， 将其漏源电压VDSMAIN钳位为零，VM实现零电压开通，并且其体内二极管给Lr 提供电流通道。为实现ZVS应在主开关管VM的并联二极管导通时加上导通信号。另外VM1到VM的栅极信号的时间延迟tD必须满足以下公式： t3 t4 阶段，t3时刻VM1的ZVT驱动关断，它的电压被钳位在Vo。此阶段VM是导通的。Lr中的能量通过D2 传给负载，直到t4时刻Lr中的电流下降为零，D2关断，IMAIN线性增长到I IN 。t4 t5 阶段，VM导通，IMAIN=IIN，PFC 电感储能。至此,完成一个开关周期,实现主开关管VM的零电压开通和快恢复二极管D1 的软关断过程。t 5 t 6阶段，t 5 时刻，VM 的驱动关断，D1 导通。Cr被IL线性充电至Vo。 因Cr 的存在，降低了VM的漏源电压VDS的上升速度, 减少了VM 的关断损耗。 根据上述分析, 该电路的优点是：VM 为零压开通，D1 为零电流关断，所以可降低开关损耗及开关噪声； 可抑制VM 关断时所产生的尖峰电压； 恒频工作；无需阻容吸收电路；VM 与VM1 的源极同电位, 驱动电路无需隔离, 容易实现。 ZVT PFC 电路的设计主要集中在两个参数：一个是谐振电感Lr ，一个是谐振电容Cr 。在设计ZVT PFC 电路时，首先要确定Lr 的值。Lr 的主要作用有两个方面:一是缩短二极管正向电流的下降时间，保证二极管软关断,从而降低了由二极管反向恢复电流引起的损耗,减小开关噪音；二是限制了辅助开关管VM1的电流上升率d i F/ d t ，从而降低了辅助开关管的开关损耗。其中,前者是主要矛盾。因此，在设计Lr 时,应根据快恢复二极管电流的反向恢复时间t rr来确定。而且在实际设计时，通常将快恢复二极管的电流下降时间设计为3倍的反向恢复时间。当快恢复二极管选用DSEK60206/ A 器件时,取t rr = 50ns ，即；由上式可以求出Lr的值。较大Cr 可以降低主开关管的d v/ d t ，同时可以吸收开关管关断时的电压尖峰,保护开关管正常工作。但是较大的Cr 会造成主开关管在开通时产生较大的d i F/ d t ，增加主开关管的开通损耗。而且较大的Cr 将造成开关管难以实现零电压开通,Cr 必须满足：Cr 包含两部分,，一部分是主开关管4/ 3 倍的寄生电容Coss ，另一部分是外加的电容。当外加的电容为680p F 时，有： Cr = ( 4/ 3 ) ×620 + 680 =1500p F，。在t1 t2 阶段，VM必须完成开通过程，才能形成零电压开通。 （2）UC3855控制芯片PFC控制电路采用集成控制芯片，目前在实际产品中应用最多的当属平均电流型控制，典型IC 为美国TI 公司的UC3854 和UC3855。前者为硬开关PWM 控制IC，而后者则为改善其诸多不足之处的新型零电压转换脉宽调制（即ZVTPWM）控制IC。UC3855包含了大功率高频PFC 升压变换器的所有控制功能。UC3855采用了平均电流型控制技术,，不需要斜率补偿就可获得稳定的、低失真交流市电电流。同时，UC3855 还采用有源缓冲与零电压转换技术，大大降低了二极管恢复时间和MOSFET开关导通损耗，具有EMI低、效率高等特点。采用UC3855后只需增加一个小功率MOSFET、一只二极管和一只电感器，就可实现谐振软开关功能，如图11所示，使升压变换器的开关频率达到500kHz 。采用一个简单的电流取样电阻或电流取样互感器可实现平均电流取样。当采用电流取样互感器时，在开关导通时间内，内部电流与电路缓冲电感中的电流同步；开关关断时，产生电感器电流。在大功率PFC 电路中, UC3855 具有较高的信噪比,基本上可忽略电流取样损耗。鉴于上述优点，本设计采用的IC为UC3855。图13 UC3855引脚图直插式的UC3855的引脚图如图13所示，UC3855 A/ B 采用20 脚DIL 和SOIC封装，各引脚功能如下：引脚1（CAO）：宽带电流放大器的输出端, 也是PWM 比较器的一个输入端。PWM 比较器根据该端信号调整市电输入电流，使之稳定。电流放大器输出电压范围是0. 17. 5V。使用中，该端与引脚20之间接补偿网络，以构成不同类型的电流调节器。引脚2（RVS）：引脚VSENSE电压超过3V指示端。当加到引脚VSENSE的对经功率因数校正环节的输出取样电压达到3V以上时，引脚VSENSE对输出电压的取样信号便经缓冲后传输到引脚RVS上。该脚和GND 之间接入一个电阻，可产生与输出电压成正比的电流。该电流为电流同步电路的一个输入电流。使用中，通过一个电阻接地。引脚3（CI）：电流取样滤波电容连接端。电流取样信号加到该脚和GND 间的电容上。当升压变换器导通时，缓冲电流采样电流互感器给电容充电；关断时，电流同步电路使电容放电， 其放电速度与升压电感器电流变化率di / d t 成正比。因此，仅需一个电流取样互感器即可恢复电感器电流。使用中，通过一个电容接地。引脚4（ION）：电流取样输入端。 应接在电流取样互感器的二次侧。电流取样互感器的一次绕组（主线圈）与升压变换器的开关管串联。使用中接电流检测环节的输出，为防干扰和互感器二次侧开路而引起的高电压，该端同时应接一电容与电阻的并联网络到地。引脚5（CS）：电流取样值匹配输出端。该端输出信号比CI端电压低0.7V。使用中，在CS和电流放大器反向输入端（CA-）之间接入电流放大器输入电阻。电流放大器将上述波形与乘法器输出波形比较。同时，该端还接入峰值限流比较器的输入电压。如该端电平>1.4V，则比较器和栅极驱动器的输出被关断。引脚6（VRMS）：乘法器的正反馈市电电压补偿端。该端加入与输入交流市电电压成正比的直流电压时, 乘法器将根据公式1/VRMS2 来改变电流指令信号, 以保证输入功率恒定。这样可使PFC 升压稳压器具有通用输入电源电压的特点。该脚电压为1. 5V 时，市电电压过低，该脚电压为4. 7V 时，市电电压过高。该脚输入电压范围是0V5. 5V 。使用中，多通过一电阻接对交流市电输入整流后的电压进行分压的取样值，同时并联一去耦电容到地。引脚7（OVP）：输出过电压检测输入端。该脚通过分压器取样升压变换器输出电压，使用中接输出取样网络的输出。当该脚电平低于1. 8V 时，启动比较器关断基准VREF、 振荡器和PWM 电路。该脚电平在（1. 8V7. 5V (VREF ) 时，UC3855 正常工作。该脚电平高于7. 5V 时，滞后OV P 比较器置位PWM 锁存器，同时ZVTOU T 脚和GTDRIV E 脚的输出也被关断，直至OV P 脚电平下降400mV 后， 才能恢复正常工作。分压器电压为输出电压的5 %时，OVP 关断，当输出电压达到额定电压时, 内部滞后将再次启动工作电路。OV P和启动比较器都接到PWM 输出电路， 二者的传输延迟时间都是200ms 。引脚8（REF）：精密基准电压源的输出脚。该脚可向外部电路提供25mA 的电流并且内部可实现短路电流限制。当VCC电压低于欠压锁定门限时， REF被关断； 为了稳定工作，该脚和地之间应接入容量在0.1F 以上的陶瓷电容器。使用中，该端电压可作为用户给定电压或保护门槛设定的参考电源。引脚9（VCC）：电源电压。该脚与地之间应接入一个1F 的低ESL 、低ESR 陶瓷电容器。UC3855A 欠压锁定导通门限是16V , 并且具有6V 滞后；UC3855 B 欠压锁定导通门限是10. 5V ,具有0. 5V 滞后。使用中，接用户为该芯片提供的工作电源。引脚10（GTOUT）：PFC用MOSFET驱动脉冲输出端。该脚输出峰值为1. 5A 的推拉电流,驱动外接的MOSFET 。接在GTOUT脚和MOSFET 栅极之间的串联电阻用于限制GTOUT输出电流过冲,，其阻值应不小于10。此外，GTOUT和GND 间应接入一个正向电压很低的肖特基二极管，以防止瞬态反向电压。使用中，通过一电阻接MOSFET栅极。引脚11（GND）：接地端。应当注意, 所有接GND的旁路电路和定时电容的引线应尽可能短一些。使用中，接用户供电电源地端。引脚12（ZVTOUT）：零电压开关MOSFET驱动输出端。此脚可输出750mA 峰值电流以驱动外接的MOSFET 。由于ZVTMOSFET 开关容量较小，该脚只需输出较小的峰值电流。与GTOUT一样，该脚和GND 间应串联一个门极电阻和肖基特二极管。使用中，通过一栅极限流电阻接ZVT开关MOSFET的栅极。引脚13（ZVS）：零电压检测输入端。当主MOSFET 开关漏极电压达到0V 时，该脚通过ZVT比较器取样漏极电压并复位ZVT 锁存器。该脚也调整ZVTOU T脚输出的最大和最小脉宽。为了直接取样主开关约为400V 的漏极电压，在ZVS 脚和MOSFET 的HV 漏极间应接入一个反向二极管。当漏极电压为0V 时,ZVS 脚电压约为0. 7V，低于ZVS比较器门限2. 5V。ZVS 时间应为振荡器斜坡放电时间的1/ 2，以确保ZV T 功率元件正常工作。同时在使用中还应接一去耦电容到地。引脚14（CT）：振荡器定时电容连接端。接在CT 脚和GND 脚之间的电容器将根据公式f 1 / (11200 ×CT ) 设定PWM 振荡器的频率。该电容最好采用低ESL 和ESR 的高质量陶瓷电容器。CT值应不小于200pF 。振荡器和PWM 工作频率可达500kHz 。使用中，该端通过一电容接地。引脚15（VAOUT）：电压放大器的输出端。输出电压范围是100mV6V 。当该脚电压低于1. 5V时，乘法器的输出被关断。使用中，通常在该端与引脚16之间接一电阻与电容并联的补偿网络。引脚16（VSENSE）：电压放大器的反相输入端。也是PFC 升压变换器输出电压反馈点。通常在该脚和VAOUT之间应接入电压回路补偿网路。使用中，该端同时接输出电压取样网络的输出。引脚17（SS）：软启动端。该端与地之间接一启动电容，可实现输出PWM脉冲宽度从0到设定值之间的连续换缓慢变化。该软起动时间与所接电容值的大小成正比。引脚18（IMO）：乘法器的输出端和电流放大器的同相输入端。由于该脚输出一定的电流，因此在该脚和地之间应接入一个电阻。该电阻的阻值应等于电流放大器的输入电阻。该脚工作电压范围是- 0. 35V 。引脚19（IAC）：乘法器电流取样输入端。输入该脚的电流应该与整流后瞬时交流市电电压成正比，在IAC脚和已整流市电电压之间接入一电阻可实现上述要求。IAC内部电压稳压在500mV 。使用中，通过一个电阻接主电路交流电压整流后的直流正端。引脚20（CA-）：电流放大器的反相输入端。该脚和CAO 脚之间应接入电阻电容补偿网路，该网络的典型结构为电阻与电容串联后再与另一电容并联。该脚输入电压范围是- 0. 35V 。UC3855的内部结构和工作原理框图如图14所示。UC3855内部包括一个单象限乘法器（MULTIPLIER）、平方器及除法器电路，它可为电流环路提供编程信号。当电压较低是，限制内部乘法器的电流可使输出功率降低。此外UC3855内部还包括电流放大器、电压放大器、振荡器（OSC）、PWM比较器（PWM Comp）、ZVT、具有滞后的欠电压封锁电路（UVLO REF GOOD）、精度为1%的7. 5V基准电压源（7. 5V REF）、输入电源电压钳位电路、启动比较器及过电压（OVP）比较器等电路。 图14 UC3855的内部结构和工作原理框图UC3855的主要设计特点：1） 功率因数接近于12） 固定频率平均电流型控制3） 开关频率可达500kHz4） 输入电压动态范围较宽5） 宽带（5MHz）低偏流放大器6） 过压和过流保护7） 欠压封锁门限可选（两种）8） 150mA启动电流9） 内含精度为1%的7. 5V基准UC3855的主要电参数及限制：1） 电源电压VCC：内部限定2） 输入电流引脚（IAC、CT、RVS）：5mA3） VCC钳位电流：20mA 4） 模拟输入电压（不含峰值限制）：0.310V5） PFC门限驱动器电流（连续）：±0.5A6） 峰值限制输入电压：0. 36. 5V7） PFC门限驱动器电流（峰值）：±1. 5A8） 软启动吸收电流：1. 5mA 9） ZVT驱动电流（连续）：±0. 25A10）ZVT驱动电流（峰值）：0. 75A11）工作温度范围TA：0 70°C2.2.5 UC3855在ZVT-PFC变换器系统中的应用电路设计（1）系统典型应用电路图 图15所示为UC3855在500W、250KHz ZVT-PFC变换器系统中的应用电路，图16所示为UC3855在230W、210KHz ZVT-PFC变换器系统中的应用电路 图15 UC3855在500W、250KHz ZVT-PFC变换器系统中的应用电路图16 UC3855在230W、210KHz ZVT-PFC变换器系统中的应用电路图15,16所示的应用电路的设计都是在UC3855官方文档中的典型应用电路（如图17所示）的基础上设计出来。因而通常情况下不同功率不同开关频率的应用电流设计的主要工作是各个元件数值的计算以及一些辅助电路的设计。本设计最重要的就是基于这些典型应用电路，弄清楚在不同应用条件下各个元器件数值的计算，掌握辅助电路的设计，并对UC3855建立仿真模型。图16 UC3855的典型应用电路（2）参数指标 ZVT-PFC升压变换器的参数指标如下：Vin=85270VACVo=410VDCPo=500WFs=250kHzEff>95%THD<12%上述参数是一个通常情况下的输入电压，中型功率的应用系统的指标。250kHz的开关频率可由零电压转换的软开关技术实现。PF和THD由UC3855电路实现（3）PFC电路功率的设计1）开关频率： 通常，开关频率的选择要满足下列条件：一是要使失真减至最小程度；二是要使器件效率高。在此设计中选择开关频率为250kHz2）电感升压电感的设计：峰值电流IPK发生在输出功率最大，而输入电压VIN最低时。假定电路具有理想的效率，PIPo（max），则最大网侧输入峰值电流为 电流波纹以 电流的20%计算，故I=0.2*8.7=1.7A。稳态情况下功率开关的每次切换中，电感和电容应无能量积累。功率开关的占空比为： （其中Vin为最低输入电压的峰值） 升压电感为 3）输出电容储能升压电容：输出电容一般根据输出功率选取，通常每瓦需约12F，考虑到电路维持时间要求，时间电容值可按下式计算 式中 VOMIN最低输出电压 t保持时间，可根据负载要求选取根据文献13 电容选取500V，410F4）开关管和开关二极管的选择：选择开关管之前应知道在各种运行状态下的峰值电压和峰值电流。开关管的耐压应降额75%使用，如升压变换器输出电压VDC为410V，则应选用500V的开关，电流选取应等于峰值电感电流。当变换器为20kHz左右时，可选用双极型晶体管，如果高于20kHz则可选用IGBT或MOS管。小功率MOSFET很适用于这类场合，故而本设计采用MOSFET。与升压电感相连的开关二极管在电压、电流定额满足要求的同时，还应考虑其反向恢复时间小于1%的开关周期，UF系列的二极管反向恢复时间为50ns，特别适用于此类应用。综上所述，采用击穿电压为DC500V，额定电流为23A的功率MOSFET。二极管采用高速、高压肖特基二极管，反向恢复时间低于50ns，击穿电压为DC600V，额定电流为15A。 5）电流取样电流检测电阻的设计：该电阻设计的依据是，在最小负载状态下，该检测电阻上的峰值电压要不小于0. 3V，当小于0. 3V时，一般控制IC就不能正常工作。本设计采用电阻取样，电流取样电阻Rs两端峰值电压不能大于1V。总峰值电流为Ipk+0.5I=8.7+0.5*1. 7=9.55A，故Rs=1V/9.55A=0.1，实际选取时要稍大于0.1。（4）ZVT电路设计 ZVT电路有有源缓冲功能，Lr使二极管实现软关断，Cr使MOSFET实现软开通。 1）谐振电感Lr：谐振电感控制的二极管的电流变化率di/dt 。在设计Lr 时,应根据快恢复二极管电流的反向恢复时间t rr来确定。而且在实际设计时，通常将快恢复二极管的电流下降时间设计为3倍的反向恢复时间。如果受控di/dt已经给出，当反向恢复时间为60ns时，电感可以按以下方法计算 其余参数电路的计算参考文献12。2.2.6 基于UC3855的软开关功率因数校正电路的建模与仿真PFC 电路是一个电压电流双闭环的控制电路，内环为电流环，控制输入电流跟随输入电压的波形变化；外环为电压环，控制输出电压的稳定。Boost 主电路工作在CCM 模式下，通过对功率管的脉宽调制实现功率因数校正和输出电压稳定。电流误差放大器（CEA，Current Error Amplifier）PWM 比较器功率管电流传感电阻（RS）构成了电流内环；电压误差放大器（VEA，Voltage Error Amplifier）乘法器电流内环输出端分压器（R4 和R5）构成了电压外环。乘法器的B 和C 引入的是输入电压的前馈。当电路稳定工作时，Boost 输出端电阻分压器将电压误差信号送入VEA，与Vref 相比较产生电压控制信号，同时结合前馈电压在乘法器中产生电流编程信号。CEA前的电阻网络将实际电流信号与电流编程信号相减后输入CEA。其输出信号再与三角波进行比较，得到的变宽脉冲即可实现控制目的。 图17 软开关ZVT-PFC 电路的总体功能结构由于输入电压是全波整流波形，含有丰富的谐波，因此，为使电流环工作稳定，并使平均电感电流有较好的动态跟踪能力，电流环须设计成有较高的低频增益、较宽的中频带宽、合理的相位裕量以及较强的开关纹波抑制能力。 图 18 电流环方框图因为输出电压包含较大的二次谐波分量，所以输入电压控制