基于单片机的PWM直流电机调速系统设计与实现 电子信息科学与技术毕业论文.doc

基于单片机的PWM直流电机调速系统设计与实现（软件）The Design and Implementation for DC Motor PWM Speed Control System Based on Microcontroller (software)摘 要本文介绍基于单片机的PWM直流电机脉宽调速的一种方法。系统以单片机为控制核心，并以直流电机为控制对象，对整个系统的硬件电路进行设计，确定了电路各个的功能模块之间的功能衔接和接口设置，并且详细分地析了各个模块的功能和相关参数的设置。通过带有功率驱动作用的TLP250光耦实现控制单元与驱动单元的强弱电隔离，采用两片驱动芯片IR2110，驱动IGBT构成的H桥电路实现对直流电机的调速控制，并且利用TL431、线性光耦PC817和ADC0809构成的电压采集单元实现系统的闭环控制，利用光电式码盘进行速度采集。在软件方面，整个系统利用单片机定时器0中断方式产生PWM脉冲，当定时器计数到设定时间后输出端口实现高低电平转换，实现PWM输出。另外，对ADC0809构成的电压采集单元的编程设计也作了较为详细的解释和说明。最后，将基于单片机的PWM直流电机脉宽调速的硬件系统与相应的软件结合使得设计能够完美实现。关键词： 单片机 PWM 强弱电隔离 H桥电路 IR2110AbstractThis article describes the DC motor based on single chip PWM pulse width speed control methods. The system for the control of microcontroller core, and a DC motor as a controlled object，The hardware circuit of the whole system is designed to determine the function of each circuit function modules interface and interface settings,at the same time, Subdivision and a detailed analysis of the functions of each module and the related parameter settings. Role with the power drive through the optocoupler TLP250 control unit and drive unit to achieve the strength of electrical isolation, IR2110 driver chip with two H-bridge IGBT driver circuit constituted of DC motor speed control, and the use of TL431, linear optocoupler PC817 and ADC0809 voltage acquisition unit consisting of closed-loop control system is realized. Using photoelectric encoder for speed collection.On the software side, the system uses the Timer 0 interrupt generation single chip PWM pulse When the timer counts to the output port after a set time to achieve high low conversion, PWM output , In addition, the voltage of the ADC0809 acquisition unit consisting of the programming design also made a more detailed explanation and description. Finally, the microcontroller-based DC motor PWM speed control pulse width and the corresponding software hardware system allows designers to match perfectly.Keywords： MCU PWM Optical Couplers Isolation H-bridge IR2110目 录摘 要IABSTRACTII绪 论11系统硬件电路总体设计思路21.1系统总体设计框图21.2 系统方案描述22系统硬件电路各模块设计32.1 控制核心MC-51系列单片机简介32.1.1 AT89S52单片机简介32.2.2 AT89S52芯片扩展电路分析42.3 控制对象直流电机简介42.4功率放大驱动电路设计62.4.1 IR2110功率驱动介绍62.4.2 IR2110的内部结构及其工作原理72.4.3 IR2110的自举电路及自举电容参数选择92.4.4 IGBT H桥驱动电路原理及其抗干扰设计102.5 逻辑延时电路设计132.6 隔离电路设计142.6.1 TLP250光耦隔离142.6.2 PC817数据采集隔离152.7数据采集、过压反馈保护电路152.7.1 TL431介绍162.7.2 ADC0809介绍162.8 速度反馈电路182.9 稳压可调电源设计203系统PWM控制软件设计213.1直流电机PWM控制的软件实现213.1.1 主程序模块213.1.2 按键扫描子程序模块223.1.3 数码管显示子程序模块223.1.4 PWM输出模块244系统调试结果描述26结 论27致 谢28参考文献29绪 论本文主要研究基于单片机通过PWM方式控制直流电机调速的方法。文章分为两个大的主题，前一个主题主要介绍系统硬件电路的设计，后一个主题着重介绍在此硬件电路基础之上的软件设计。首先，来简单了解一下什么是PWM控制技术。我们知道冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。实际上PWM控制技术就是以该结论为理论基础。亦即对输出端得到一系列幅值相等而宽度不相等的脉冲，用其来代替正弦波或其他所需要的波形。并且按一定的规则对各脉冲的宽度进行调制，既可改变逆变电路输出电压的大小，也可改变输出频率1。这就是PWM控制技术。PWM控制的基本原理很早就已经提出，但是受电力电子器件发展水平的制约，在上世纪80年代以前一直未能实现。直到进入上世纪80年代，随着全控型电力电子器件的出现和迅速发展，PWM控制技术才真正得到应用。随着电力电子技术、微电子技术和自动控制技术的发展以及各种新的理论方法，如现代控制理论、非线性系统控制思想的应用，PWM控制技术获得了空前的发展2。到目前为止，已经出现了多种PWM控制技术。PWM控制技术以其控制简单、灵活和动态响应好的优点而成为电力电子技术最广泛应用的控制方式，也是人们研究的热点。由于当今科学技术的发展已经没有了学科之间的界限，结合现代控制理论思想或实现无谐振软开关技术将会成为PWM控制技术发展的主要方向之一。本文就是利用这种控制方式来改变电压的占空比实现直流电机速度的控制。但文章中作介绍的是一种通过软件的方式来产生PWM波，并不是通过硬件产生PWM。因为硬件产生PWM控制电路较为复杂，且智能化、自动化水平较低，在工业生产中不利于推广和应用。最终选择软件方式产生PWM波。1系统硬件电路总体设计思路1.1系统总体设计框图AT89S522*3按键LED显示逻辑延时直流电机稳压可调电源驱动电路IR2110电压采集（adc0809）速度采集（光电码盘）图1-1系统整体框图方案的说明与选择：方案一：采用MC51单片机、功率集成电路芯片L298构成直流调速装置。方案二：采用专用PWM集成芯片、IR2110功率驱动芯片构成整个系统的核心。方案三：采用MC51单片机、IR2110功率驱动芯片构成整个系统的核心实现对直流电机的调速。本设计采用方案三。因为方案一中，L298的驱动电压和电流较小，不利于工业生产应用，无法满足工业生产实践中大电压、大电流的直流电机调速；方案二中用PWM集成芯片虽然可以减轻单片机的负担，工作更可靠，但是其价格相对较高，难于控制工业成本不宜采用。所以，最终用方案三作为整个系统的设计思路。1.2 系统方案描述本系统采用MC51为控制核心，配以2*3键盘和四位数码管显示，通过ADC0809模数转换器、光电码盘对主干驱动电路进行电压采集和电机速度采集实现过压保护、速度显示。同时利用MC51产生的PWM经过逻辑延时电路后加载到以IR2110为驱动核心，IGBT构成的H桥主干电路上实现对直流电机的控制和调速。本系统的控制部分为5V的弱电而驱动电路和负载电路为110V以上的直流电压因此在强弱电之间、数据采集之间分别利用了带有驱动功能的光耦TLP250和线性光耦PC817实现强弱电隔离，信号串扰。具体电路框图如图1-1系统整体框图。2系统硬件电路各模块设计2.1 控制核心MC-51系列单片机简介2.1.1 AT89S52单片机简介本次设计使用的单片机是ATMEL公司的AT89S52芯片外部引脚图2-1。AT89S52是一种低功耗、高性能CMOS8位微控制器，具有8K 在系统可编程FLASH 存储器。使用ATMEL 公司高密度非易失性存储器技术制造，与工业80C51 产品指令和引脚完全兼容。片上FLASH允许程序存储器在系统可编程，亦适于常规编程器。在单芯片上，拥有灵巧的8 位CPU 和在系统可编程FLASH，使得AT89S52为众多嵌入式控制应用系统提供高灵活、超有效的解决方案。AT89S52具有以下标准功能：8K字节FLASH，256字节RAM，32 位I/O 口线，看门狗定时器，2 个数据指针，三个16 位定时器/计数器，一个6向量2级中断结构，全双工串行口，片内晶振及时钟电路。另外，AT89S52 可降至0HZ 静态逻辑操作，支持2种软件可选择节电模式。空闲模式下，CPU停止工作，允许RAM、定时器/计数器、串口、中断继续工作。掉电保护方式下，RAM内容被保存，振荡器被冻结，单片机一切工作停止，直到下一个中断或硬件复位为止3。图2-1 AT89S52引脚图2.2.2 AT89S52芯片扩展电路分析 P3.1P2AT89S52 P3.4 P1逻辑延时模块驱动模块直流电机模数转换adc0809数码显示电压采集光电码盘速度采集mokuaimoku图2-2 AT89S52芯片扩展电路图2-2是编写程序的重要指导，PWM由单片机的P3.1口输出，经由逻辑延时模块后产生两路互为反向的PWM，随即送给驱动模块进而对直流电机进行驱动。直流电机两端的电压值将通过电压采集模块进行采集送给模数转换adc0809，经其转换后的数字量再送给单片机的P1口。这样P1的数据就显示出直流电机的运行状态。数码管用来显示直流电机的速度等级,由光电码盘速度采集模块完成速度的采集。2.3 控制对象直流电机简介直流电动机根据励磁方式不同，直流电动机分为自励和他励两种类型。不同励磁方式的直流电动机机械特性曲线有所不同。但是对于直流电动机的转速有以下公式：其中：U电压；励磁绕组的电阻；每极磁通；Cc电势常数；Cr转矩常量。由上式可知，直流电机的速度控制既可采用电枢控制法，也可采用磁场控制法。磁场控制法控制磁通，其控制功率虽然较小，但低速时受到磁极饱和的限制，高速时受到换向火花和换向器结构强度的限制，而且由于励磁线圈电感较大，动态响应较差。所以在工业生产过程中常用的方法是电枢控制法。图2-3直流电机的工作原理图电枢控制是在励磁电压不变的情况下，把控制电压信号加到电机的电枢上，以控制电机的转速。传统的改变电压方法是在电枢回路中串联一个电阻，通过调节电阻改变电枢电压，达到调速的目的，这种方法效率低、平滑度差，由于串联电阻上要消耗电功率，因而经济效益低，而且转速越慢，能耗越大。随着电力电子的发展，出现了许多新的电枢电压控制方法。如：由交流电源供电，使用晶闸管整流器进行相控调压；脉宽调制(PWM)调压等等。调压调速法具有平滑度高，能耗少，精度高等优点。在工业生产中广泛使用其中脉宽调制(PWM)应用更为广泛。脉宽调速利用一个固定的频率来控制电源的接通或断开，并通过改变一个周期内“接通”和“断开”时间的长短，即改变直流电机电枢上电压的“占空比”来改变平均电压的大小，从而控制电动机的转速，因此，PWM又被称为“开关驱动装置”。图2-4 电枢电压占空比和平均电压的关系图根据图2-4，如果电机始终接通电源时，电机转速最大为，占空比为D=/T，则电机的平均速度为：，可见只要改变占空比D，就可以得到不同的电机速度，从而达到调速的目的。2.4功率放大驱动电路设计IR2110驱动IGBT构成的H桥电路的特点显著，具有调速性能好，调速频带宽，可以工作在1100 kHz范围内工作。所要求的控制信号简单，只需要加入PWM信号即可。IR2110设计保护电路性能良好，安全性高，无控制信号时，电机处于刹车状态，可用于很多工业领域。整个系统的驱动电路采用两片的IR2110驱动四片的IGBT管（FGA25N120）构成的H桥电路。如图2-5 a）、b）图2-5 a）驱动主电路原理图图2-5 b）主电路H桥2.4.1 IR2110功率驱动介绍IR2110是IR公司生产的高压,高速的功率MOSFET， IGBT专用驱动芯片，具有独立的高、低端输出双通道。门电压需求在1020 V范围，悬浮通道用于驱动MOSFET的高压端电压可以达到500 V。IR2110的结构特点：IR2110为一十四引脚的DIP封装的高压大规模集成电路。它的引脚如图2-6所示。左半边管脚为功率部分，右半边管脚为数字部分。图2-6 IR2110的外部结构其中，LO和HO分别为下通道及上通道的输出端,而Lin及Hin分别为下通道及上通道控制信号输入端，SD为保护信号输入端，当该端接高电平时，两个通道的输入信号均被封锁，LO和HO恒为低电平。COM为下通道输出参考地端，实际应用中与LO分别接桥式逆变器中某桥臂下开关管的源臂极，Vs为上通道输出参考地端，实际应用中与HO分别接桥式逆变器中某一桥臂上开关管的源臂极。Vb为上通道互补输出级电源输入端，Vcc为下通道互补输出级电源输入端，Vss为控制信号输入极地端，Vdd为控制信号输入级电源输入端，剩余为空脚。2.4.2 IR2110的内部结构及其工作原理IR2110内部集成有一个逻辑信号输入级及两个独立的,分别以高压，低压为基准的输出通道，其内部结构如图2-7所示。图2-7 IR2110的内部结构由图2-7可见。IR2110的主要构成有三个独立的施密特触发器、两个RS 触发器,两个Vdd/Vcc电平转换器，一个脉冲放大环节、一个脉冲滤波环节，高压电平转换网络及两个或非门，六个MOS场效应晶体管，一个具有同相或反相输出的与非门、一个反向器和一个逻辑网络。它的工作原理可简述如下：两个输出通道 (上通道及下通道 )的控制脉冲通过逻辑电路与输入逻辑信号相对应。当控制信号输入端为低电平时，同相输出的施密特触发器SM输出为低电平，两个RS触发器置位信号无效，则两或非门的输出跟随 HIN和LIN而变化，控制信号有效，而当 SD端输 入高电位时，因SM输出高电平，两个 Rs触发器置位，两或非门输出恒为低电平，控制输入信号无效，此时即使SD变为低电平，但由于R- S 触发器的Q端维持高电平，所以两或非门输出将保持低电平，直到施密特触发器SMH和SML输出脉冲的上升沿到来，两或非门才因 RS触发器翻转为低电平而跟随HIN及LIN变化，由于逻辑输入级中的施密特触发器具有滞后带，因而整个逻辑输入级具有良好的抗干扰能力，并可接受上升时间较长的输入信号，再则逻辑电路以其自身的逻辑电源为基准，这就决定了逻辑电源可用比输出工作电源电压低得多的电源电压。为了将逻辑信号转变为输出驱动信号，片内应用了两个抗干扰性能很好的Vdd/Vcc电位变换电路，该电路的逻辑地电位 (Vss) 和功率电路地电位(COM)之间允许有±5V的额定偏差，由此决定了逻辑电路必受由于输出驱动开关动作产生的耦合干扰的影响。集成于片内下通道内的延时网络实现了两个通道的传输延时，此种结构简化了控制电路时间上的要求；两个通道分别应用了两个相同的交替导通的推挽式连接的低阻场效应晶体管，该两场效应晶体管 分别由两个N沟道的MOSFET驱动，因而其输出的峰值电流可这2A以上，由于这种推挽式结构，所以驱动容性负载时上升耐苘比下降时间长。对于上的通道，很窄的开通和关断脉冲由脉冲发生器产生，并分别由HIN的上升和下降沿触发，脉冲发生器产生的两路脉冲用以驱动两个高压CMOS电平转换器，该两个转换器接着又对工作于悬浮电位上的RS触发器进行置位式复位，这便是以地电位为基准的HIN信号的电平转换为悬浮电位的过程，由于每个高CMOS电平转换器仅在Rs触发器置位或复位时开通一段很短的开关脉冲时间，因而使功耗达到最小。再则Vs 端快速d Vd t 瞬变产生的RS 触发器的 误触发可通过一个鉴别电路与正常的下拉脉冲有效的区别开来，这样上通道基本上可承受任意幅值的d Vd t值，并保证了上通道的电平转换电路即使在Vs端电压降到比COM端还低4V时仍能正常工作。对于下通道由于正常对SD为低电平，Vcc不欠压，所以拖密特触发器sMl的输出使下通道中的或非门输出跟随LIN而变化，此变化的逻辑信号经下通道中的VooVc 电平转换器转换后加给延时网络，由延时网络延时一定的时间后加到与非门电路，其同相和反相输出分别用来控制两个互补输出级中的低阻场效应晶体管驱动级中的MOS管，当Vcc低于电路内部整定的值时，下通道中的欠电压检测环节输出，在封锁下通道输出的同时封锁上通道的脉冲产生环节，使整个芯片的输出被封锁；而当Vb欠压时，则上通道中的欠压检测环节输出，仅封锁上通道的输出脉冲。2.4.3 IR2110的自举电路及自举电容参数选择图2-8 自举电路原理图自举电路如图2-8所示。其工作原理如下：Q2的导通期间将Vs的电位拉低到地， Vcc通过自举电阻 (Rbs)和自举二 级管 (Dbs)给自举电容 (Cbs)充电，通过电容Cbs在Vb和Vs之间形成一个悬浮电源给上桥臂主开关器件Q1供电。自举电路的存在使同一桥臂上、下主开关器件驱动电路只需一个外接电源。自举电容的选择比较关键，下桥臂导通时给电容充电，当上桥臂导通时电容依靠自身存储的能量维持上桥臂栅极为高电平 。如果电容选取的过大，可能使下桥臂关断时电容两端还没有达到要求的电压，而电容选择较小则会导致电容存储的能量不够维持栅源电压在上桥臂导通时间内为一定值 。有可能的话最好选择非电解电容。电容应尽可能的靠近芯片。电容所需提供的最小电量如公式(2-1)： Qbs=2Qg+ Iqbs(man)/f + Qls+Icbs(leak)/f (2-1)式中：Qg为高端器件栅极电荷;f为工作频率；Icbs(leak)为自举电容漏电流；Qls为每个工作周期内电平转换电路的电荷要求，对于IR2110其为5nC。电容选取公式，如公式(2-2)： Cbs22Qg+Iqbs(man)/f+Qls+Icbs(leak)/f/(Vcc-Vf-Vrbs-Vls-Vmin)(2-2)式中：Vf为自举二极管正向压降；为自举电阻压降；Vls为低端的主开关器件压降；Vmin为Vb和Vs之间的最小电压。由于自举电路的固有原理，过小的电容值可能引起过充电，导致芯片损坏。为了避免上述问题，实用中所选自举电容Cbs应基于的计算结果再乘以大于1的系数，以确保芯片安全。由图可见，在高端的主开关器件开通时，自举二极管必须能够阻止主电路的高压，同时其应是快恢复二极管，以减少自举电容向店员Vcc的回馈电荷。该快恢复二极管的参数选择标准为：Vrrm=主电路端电压Trrmax=100nsIf=Qbs×f式中：Vrrm为反向耐压；Trrmax为最大反向恢复时间；If为额定电流。自举电阻的选择。电阻在IR2110应用中是必需的，其对自举电容的充电过程进行缓冲，避免电容过充，Vs 出现低于地电位的情况。该电阻值的选择应保证Rbs×Cbs的值大于芯片的传输延时MT,即Rbs×CbsMT对IR2110芯片而言，其最大传输延时为10ns所以Rbs×Cbs10ns。2.4.4 IGBT H桥驱动电路原理及其抗干扰设计1）IGBT H桥驱动电路原理H桥驱动电路是一个典型的直流电机控制电路，电路得名于“H桥驱动电路”是因为它的形状酷似字母H 。H型变换器在控制方式上分为双极式、单极式和受限式三种。本设计同样采用选用双极式H型PWM变换器。如图2-9所示，四个电力晶体管IGBT和四个续流二级管FR307构成了H桥驱动电路。基极驱动电压分为两组即、同时工作其驱动电压分别为和，和同时工作其驱动电压为。在一个开关周期内，时和为正，晶体管和饱和导通；而和为负值，和截止。这时，+加在电枢AB两端，电枢电流沿回路1流通；当时，和变为负值，和截止；和变成正值，但是和并不能立即导通，因为在电枢电感释放储能的作用下，沿回路2经二极管、续流，在和上的压降使、集电极和发射极承受反压，这时，在一个周期内正负相间，这是双极式PWM变换器的特征。图2-9 H桥驱动电路在一个周期内具有正负相间的脉冲波形。而电机的正反转则体现在驱动电压正、负脉冲的宽窄上。当正脉冲较宽时，则电枢两端的平均电压为正，在电动运行时电机正转。当，平均电压为负值，电机反转。如果正负脉冲相等时电枢电压为零，电机停转。双极型可逆PWM变换器电枢平均电压为：若定义占空比为和电压系数的定义与不可逆变换器中相同，则在双极式控制的可逆变换器中=2- 1与不可逆变换器中的不同。调速时的可调范围为01，相应的= -11。当时，为正，电动机正转；当时，为负，电动机负转；当时，=0，电动机停止。双极式控制的电压平衡方程式3： （） （）电枢两端在一个周期内的平均电压都是：。其平均值方程都可写成3： 则机械特性方程：用转矩表示： 式中， 电机在额定磁通下的转矩系数，。 理想空载转速，与电压系数成正比，。2）IGBT抗干扰设计对于任何CMOS器件，使这些二极管正向导通或反向击穿都会引起寄生的可控晶闸管(SCR)锁定，锁定的最终后果难以预料，有可能暂时错误地工作到完全损坏器件。若在“理想的自举”电路中，由一个零阻抗电源供电，并通过一个理想的二极管给供电。负过冲电压将引起自举电容过充电。电路的负载为感性负载，则在功率管开关瞬间、电源短路以及过电流关断时，将比较大，功率管就会产生过冲电压，从而使VS端电压低于COM端。实际上，该电压是不能低于-4V，超出该极限电压就会引起高端通道工作的不稳定。故在设计PCB时，应采取下列方法以减小VS负过冲电压：将功率管紧密放置，并在焊接功率器件时应尽量使引脚最短；IR2110尽可能靠近功率IGBT模块放置；在电源线与功率管之间应增加去耦电容，一般应选0.1F或1.0F的电容。如图2-10 所示为IR2110部分寄生二极管示意图。图2-10 IR2110部分寄生二极管示意图2.5 逻辑延时电路设计逻辑延时电路是主电路IGBT开关管的控制所需。为什么需要逻辑延时电路？是基于一下两个原因：其一，因为控制IGBT所需的控制信号要求对角上的两个IGBT管的控制信号要相同，而同一个桥臂上的控制信号要相反。这就要求主电路上有两路互为反向的控制信号。然而单片机产生的PWM只有一路，这时候就必须把PWM信号利用逻辑延时电路变成两路互为反向的控制信号；其二，虽然从目前的制作工艺水平可以使电力电子半导体开关器件的频率做得很高，但是器件的导通和关断的时候仍然会占用一段极短的时间，PWM控制信号消失的瞬间并不意味着功率开关管就真正会关断。如果一个的功率开关管的控制信号刚消失的同时给同一桥臂的另一功率开关管加控制信号很可能造成同一桥臂的两管子同时导通形成对电源短路。为了避免这种现象在系统中出现，本设计采用了在MC-51产生PWM信号后设置逻辑延时电路。如图2-11所示。图2-11 逻辑延时电路2.6 隔离电路设计隔离是整个设计的关键环节，如果隔离没有做好，将导致强弱电互相串扰，强电串到弱电的控制单元时会导致整个控制单元烧毁。系统的主电路电压均为高电压、大电流，而控制单元为弱电压，弱电流，所以它们之间必须采取光电隔离措施，以提高系统抗干扰措施。另外，在进行电流电压采集和过压保护时必须进行隔离，防止强电流干扰控制模块。AD采集必须是模拟信号而不能使数字信号，所以在光耦选择时可以选择线性光耦。2.6.1 TLP250光耦隔离为了避免强弱电互相串扰，强电串到弱电的控制单元时会导致整个控制单元烧毁本设计采用带光电隔离的MOSFET驱动芯片TLP250。光耦TLP250是一种可直接驱动小功率MOSFET和IGBT的功率型光耦，由日本东芝公司生产，其最大驱动能力达1.5A。选用TLP250光耦既保证了功率驱动电路与PWM脉宽调制电路的可靠隔离，又具备了直接驱动MOSFET的能力，驱动电路简单。根据TPL250的数据手册要求在2、3脚的电压输入必须为1.6v，5、8脚之间必修接104旁路电容使输出均匀化降低负载需求。具体电路设计,如图2-12。图2-12 TLP250光耦隔离电路2.6.2 PC817数据采集隔离为了防止强电流干扰控制模块，另外又由于AD采集必须是模拟信号而不能使数字信号，所以数据采集隔离中采用线性光耦PC817。其内部结构如图2-13所示。图2-13 PC817内部结构图当输入端加电信号时，半导体二极管发出光线，照射在半导体光敏晶体管上，光敏晶体管接受光线后导通，产生光电流从输出端输出，从而实现了“电-光-电”的转换。普通光电耦合器只能传输数字信号，不适合传输模拟信号。而PC817是一种新型的光电隔离器件，能够传输连续变化的模拟电压或电流信号，随着输入信号的强弱变化会产生互相对应的光信号，从而使光敏晶体管的导通程度发生不同的变化，输出的电压或电流也随之产生不同变化。图2-14 PC817集电极发射极电压V 与发光二极管正向电流If关系。PC817光电耦合器在电路中不但可以起到反馈作用还可以起到强弱电隔离作用。图2-14 PC817集电极发射极电压V 与发光二极管正向电流If关系图2.7数据采集、过压反馈保护电路为了实现系统的的过压保护，本设计采用三端稳压TL431和PC817线性光耦构成的过压保护装置。首先，对主电路的中IGBT的OUTA和OUTB之间的电压采集，然后通过TL431限压，再通过线性光耦PC817把电压反馈到ADC0809实现电压采集，采集完成后把采集到的数据送给MC51处理。其工作原理：当输出电压发生波动时，经分压电阻R35得到的取样电压就与TL431中的基准电压进行比较，在阴极上形成误差电压，使光耦电流发生变化，这时候通过PC817隔离后经ADC0809模数转换后给MC51处理，当主电路的电压过大时，MC51就停止PWM输出或改变PWM占空比从而达到过压保护。图2-15数据采集、闭环反馈电路设计图2.7.1 TL431介绍TL431的电路图形符号和基本接线如图2-16所示：图2-16 TL431基本符号图TL431相当于一只可调式齐纳稳压管，输出电压由外部精密分压电阻来设定。其稳压原理为：当UO上升时，取样电压也随之升高，使> ，比较器输出高电平，使VT导通，UO开始下降。反之，UO下降会导致下降，从而< ，使比较器再次翻转，输出变成低电平，VT截止UO上升。这样的循环下去，从动态平衡的角度来看，就迫使UO趋于稳定，从而达到了稳定的目的，并且 = 。2.7.2 ADC0809介绍ADC0809是美国国家半导体公司生产的CMOS工艺8通道，8位逐次逼近式A/D转换器。其内部有一个8通道多路开关，它可以根据地址码锁存译码后的信号，只选通8路模拟输入信号中的一个进行A/D转换。1）外部特性（引脚功能）ADC0809芯片有28条引脚，采用双列直插式封装，如图2-17所示。下面说明各引脚功能。 IN0IN7：8路模拟量输入端。 2-12-8：8位数字量输出端。 ADDA、ADDB、ADDC：3位地址输入线，用于选通8路模拟输入中的一路 ALE：地址锁存允许信号，输入，高电平有效。 START： AD转换启动脉冲输入端，输入一个正脉冲（至少100ns宽）使其启动（脉冲上升沿使0809复位，下降沿启动A/D转换）。 EOC： AD转换结束信号，输出，当AD转换结束时，此端输出一个高电平（转换期间一直为低电平）。 OE：数据输出允许信号，输入，高电平有效。当AD转换结束时，此端输入一个高电平，才能打开输出三态门，输出数字量。 CLK：时钟脉冲输入端。要求时钟频率不高于640KHZ。 REF（+）、REF（-）：基准电压。 Vcc：电源，单一5V。 GND：地图2-17 ADC0809芯片引脚2）内部结构ADC0809是CMOS单片型逐次逼近式AD转换器，内部结构如图2-18所示，它由8路模拟开关、地址锁存与译码器、比较器、8位开关树型A/D转换器、逐次逼近寄存器。图2-18 ADC0808/0809内部结构框图（3）ADC0809的工作过程ADC 0808/0809的工作时序如图2-19所示。当通道选择地址有效时，ALE信号一出现，地址便马上被锁存，这时转换启动信号紧随ALE之后(或与ALE同时)出现。START的上升沿将逐次逼近寄存器SAR复位，在该上升沿之后的2s加8个时钟周期内(不定)，EOC信号将变低电平，以指示转换操作正在进行中，直到转换完成后EOC再变高电平。微处理器收到变为高电平的EOC信号后，便立即送出OE信号，打开三态门，读取转换结果。图2-19 ADC 0808/0809工作时序2.8 速度反馈电路光电式码盘是一种非接触性光电传感器,它具有测量准确度高、应速度快、可靠性高和使用寿命长等优点。我们应用光码盘测试原理，完成了直流电机测速装置设计（工作原理如图2-20所示）其装置具有结构简单，测速准确度高的优点。光码盘的工作原理就是用光码盘上透光与不透光，在码盘的另一侧形成光脉冲。脉冲光照射在光电敏感元件上产生与光脉冲相对应的电脉冲。典型的光码有TLP507A，TLP800等类型。工作时，光投射在码盘上，码盘随运动物体一起旋转，透过亮区的光经过狭缝后由光敏元件接受，光敏元件的排列与码道一一对应，对于亮区和暗区的光敏元件输出的信号，前者为“1”，后者为“0”，当码盘旋转在不同位置时，光敏元件输出信号的组合反映出一定规律的数字量，代表了码盘轴的角位移。图2-20直流电机测速工作原理由于采用了光电式码盘作为传感器，其速度转换电路，如图图2-21所示，发光极管LED发出红外光，透过遮光板TLP的圆孔照射光敏三极管Tl，使其迅速由截止状态变为导通，如此反复形成光脉冲信号，经T2的放大。再由74LS04反向整形后进给单片机。为了提高响应速度，选用脉冲响应时间为50ns的GaAIAs 红外发光二极管，( 这里光敏三极管做光敏二极管用 ) 利用单片机的定时/计数器功能。对信号进行固定周期性采样。T1口和传感装置连接，对信号进行计数该测速电路充分利用单片机，完成一系列的数据采样、处理，最后计算得到较准确的速度值并显示该速度在单片机内部得到的转速通过串行口输出到五片7 4LS 64中，做到速度静态显示，并且定时对显示内容进行刷新。图2-21 速度转换电路1）脉冲频率与转速的关系 n=60f/P 式中，P为光码盘开孔的总数；f为脉冲频率；n为直流电机的转速。 取 P=10， 则 n=6f ( r/min)。2）采样周期T内光脉冲个数N与频率的关系N=N/F，即N=60N/PT。2.9 稳压可调电源设计因为系统需要的不同电压值较多，且由于电机在正常工作时对电源的干扰很大，如果只用一组电源难以防止干扰，为此在设计时采用了两组可调的稳压电源为系统控制单元和驱动单元单独供电。在设计时首先考虑到使用三端可调稳压集成芯片LM317、和LM337。LM317系列稳压器输出连续可调的正电压，LM337系列稳压器输出连可调的负电压，可调范围为1.2V37V，最大输出电流 为1.5A。稳压器内部含有过流、过热保护电路，具有安全可靠，性能优良、不易损坏、使用方便等优点。其电压调整率和电流调整率均优于固定式集成稳压构成的可调电压稳压电源。再利用LM7805、LM7905三端稳压芯片即可形成一个1.2V18V可调和5V固定输出的稳压电源。具体设计电路图如下图2-22当220V交流电压经过变压器转换成双18V的交流电压，利用BR1整流桥实现整流后，利用了3300uf大电容C7、C8整流，因为大容量电解电容有一定的绕制电感分布电感，易引起自激振荡，形成高频干扰，所以稳压器的输入、输出端常并入103瓷介质小容量电容C5、C6用来抵消电感效应，抑制高频干扰，利用LM317、LM337稳压器实现18V和-18V可调，最后在经过470uf电解电容C11、C12滤波后给LM7805、LM7905稳压后再通过C1、C2滤波后输出5V直流固定电压。图2-22 稳压可调电源3系统PWM控制软件设计3.1直流电机PWM控制的软件实现系统软件由主程序MAIN和按键扫描子程序模块KEY、数码显示子程序模块DISP和电机PWM控制子程序模块构成。3.1.1 主程序模块由于系统中主要由中断和子程序调用完成，需要一定的堆栈空间，本系统设置32个字节空间，即将单片机堆栈指针SP设置为：（SP）=60H。此外，在程序中必须定义好内部存储器的分配，包括：1) 显示区的分配，要轮流显示设定的转速和当前的转速，所以分配两个存储单元；2) 编码器计数存储：采用3600脉冲/转的编码器，所以分配两个存储单元；3) 按键设定转速存储：直流电机的转速一般在3000r/min以下，所以