全桥 LLC 谐振电源的设计与研究 理论部分毕业设计论文.doc

毕 业 设 计（论 文）题目：全桥LLC谐振电源的设计与研究理论部分 本科毕业设计（论文）任务书、毕业设计（论文）题目： 全桥LLC谐振电源的设计与调试-理论部分 、毕业设计（论文）工作内容（从专业知识的综合运用、论文框架的设计、文献资料的收集和应用、观点创新等方面详细说明）： 随着软开关技术和并联均流的发展，高性能的大功率高频开关电源的研究与开发已成为电力电子领域的重要研究方向，高频化,高效率，高功率密度和低损耗，低EMI噪声是DC/DC变换器的发展趋势，全桥LLC谐振变换器能够实现全负载范围下原边开关管ZVS，副边整流管ZCS,有效解决了移相全桥PWM ZVS DC/DC变换器存在的问题，使得LLC谐振拓扑结构成为电力电子技术领域研究的热点。 本课题以全桥LLC谐振变换器为研究内容，并与移相全桥PWM ZVS DC/DC变换器进行比较，总结二者优缺点，接着对变换器工作原理进行详细研究，建立数学模型，运用MATLAB仿真证明理论分析的正确性。最后，搭建220V-40A全桥LLC谐振变换器实验平台，验证理论分析的正确性和设计方法的合理性。具体工作的步骤、内容、要求安排如下： 1. 绪论，介绍研究的背景。2. 以全桥LLC谐振变换器为研究内容，并与移相全桥PWM ZVS DC/DC变换器进行比较总结二者优缺点。3. 对变换器工作原理进行详细研究，建立数学模型，运用MATLAB仿真证明理论 分析的正确性。4.总结论文。、进度安排：第1周第2周（2周）：根据毕业设计任务和要求，收集、查阅和研究学习相关的信息和资料：确定相应的技术方案和实施过程及规划； 第3周第5周（3周）：撰写论文初稿，查阅相关资料进行修改； 第6周第9周（4周）：设计电路图，调试硬件； 第10周第12周（3周）：完成MATLAB软件设计； 第13周第14周（2周）：充实论文，后期检查整改。 、主要参考资料：1 张占松，蔡宣三，开关电源的原理与设计（修订版），电子工业出版社，2006.1.3613672 阮新波，严仰光，直流开关电源的软开关技术，北京：科学出版社，20003 马利军，峰值电流模式控制在移相全桥变换器中干的应用硕士学位论文，河海大学电气工程学院，2007.4 Yilei Gu, C. Chen, "Analysis and Design of Two-Transformer Asymmetrical Half-Bridge Converter,” Proc, IEEE PESC' 02 2002, 943-9485 L. Krupskiy, V. Meleshine, A. Nemchinov, "Unified Model of the Asymmetrical Half Bridge for Three Important Topological Variations,” Proc, IEEE INTELEC99, 1999, pp.86 丁道宏，杨东平，串联输出谐振变换器开关特性和效率分析，电力电子技术，1994年第一期，29327 丁道宏，陈玉水，并联输出DC-DC谐振变换器的稳态输出与数字仿真，南京航空航天大学学报，1994，26（2）：1771868 王卫，张雷，李可，半桥串并联谐振电源的研究，哈尔滨工业大学学报，1996，28（1）：69759 周伟成，3kW LLC谐振式模块化通信电源硕士学位论文，浙江大学电气工程学院，2007 指导教师：（签名： ）， 2012 年 月 日学生姓名：（签名： ），专业年级： 电气工程及其自动化09级 系负责人审核意见（从选题是否符合专业培养目标、是否结合科研或工程实际、综合训练程度、内容难度及工作量等方面加以审核）： 专业负责人签字： ， 2012 年 月 日摘 要随着软开关技术和并联均流的发展，高性能的大功率高频开关电源的研究与开发已成为电力电子领域的重要研究方向，高频化,高效率，高功率密度和低损耗，低EMI噪声是DC/DC变换器的发展趋势，全桥LLC谐振变换器能够实现全负载范围下原边开关管ZVS，副边整流管ZCS,有效解决了移相全桥PWM ZVS DC/DC变换器存在的问题，使得LLC谐振拓扑结构成为电力电子技术领域研究的热点。本文首先对谐振变换器基本分类和工作过程进行归纳总结，并与传统PWM变换器进行对比，总结LLC谐振变换器主要优点；详细讨论LLC谐振变换器工作在各个开关频率区域内工作过程和工作原理，分析变换器工作在容性区域内的缺点和危害性以及轻载情况下的工作状况。其次，利用基波分析方法建立变换器数学模型，推导输入电压、输出电压和开关频率以及负载的关系，分析LLC谐振变换器空载特性和短路特性，推导感性和容性区域边界条件，确定变换器稳态工作区域，确定主开关管实现ZVS条件，分析系统小信号模型和设计控制器。最后，根据主开关管的ZVS条件总结谐振参数的计算步骤，据此设计了主电路和控制电路，在讨论几种常用的过流保护方法基础上采用实用过流保护方法，而且对变换器的损耗做出详细的分析。通过实验证明了LLC谐振变换器具有软开关特性，电路结构简单、效率高，可以实现高频化和高功率密度，电路的输入电压范围和输出功率范围较宽以及输出整流二极管电压应力较低等优点。关键词：谐振变换器，软开关，基波分析方法，过流保护，损耗分析AbstractIn DC/DC converter applications, high frequency, high power density, high efficiency is the development trend. As a focus in DC/DC converters research fields nowadays, LLC series resonant converter can solve well these problems such as hard to achieve ZVS in light load and revere recovery problems, also work well without any load, and the current through the resonant network is response to the variation on load. Just with the advantages comparing to the series converter or the parallel converter, it can be widely focused on and used nowadays.The dissertation first analyzes three traditional resonant converters and compares them with LLC resonant converter, and then sums up the advantages of LLC resonant converter, and discusses in detail its principle and the operation modes in each frequency range, and the disadvantages and harmfulness in the non-inductance range and the work states in the light load. Secondly, based on the fundamental harmonic approximation (FHA), the mathematics model of the converter is obtained, the gain relations between input and output voltage depending on switching frequency and load conditions are given, the no-load and short characteristic is analyzed, steady working region of LLC resonant converter is confirmed, and the conditions to achieve ZVS are given, small-signal model is analyzed and the controller is designed. Finally, the calculation process of the resonant parameters is summed up, then the main circuit parameters and control circuit is designed, the fruit way of over-current protection is adopted, and the losses of the converter are analyzed in detail. The experimental results prove that LLC resonant converter haves the advantages such as ZVS characteristic, simple circuit structure, the achievement of high frequency and high power density and high efficiency, the wide range of input voltage and output power, and the low voltage stress of output rectifier diodes.Keywords: resonant converter, soft-switches, FHA, over-current protection, analysis of loss目录摘 要IAbstractII第一章 绪论11.1直流变换器11.1.1.直流变换器的分类11.1.2直流变换器技术现状及未来的发展11.2软开关技术31.3谐振变换器与谐振电源41.3.1串联谐振变换器41.3.2并联谐振变换器51.3.3串并联谐振变换器71.3.4 LLC串联谐振变换器81.4 移相全桥PWM ZVS DC/DC变换器与LLC串联谐振变换器比较8第二章 LLC串联谐振变换器工作原理112.1主电路112.2变换器工作在感性区间主要波形和工作模态122.2.1工作在f>fs区间(Buck)主要工作波形和工作模态122.2.2工作于fm<f<fs区间(Boost)主要工作波形和工作模态152.2.3工作在f=fs谐振频率点的工作波形172.3工作在容性区间内开关管的工作状态182.4工作于接近感性和容性区间分界线以及轻载下的工作状况20第三章 LLC串联谐振变换器电路设计223.1谐振参数计算223.1.1参数设计步骤223.1.2 根据步骤计算出谐振参数233.2谐振电容选取233.2.1 高频变压器设计233.2.2 主开关管和整流二极管的选取253.3控制器的设计253.4频率控制电路以及驱动电路273.4.1频率控制电路273.4.2驱动电路283.5常用过流限流保护方法293.5.1提高变换器开关频率方法293.5.2变频和定频相结合方法303.5.3采用二极管钳位法303.5.4实用过流保护方法32第四章 仿真以及实验结果分析334.1仿真LLC谐振电路334.3输出整流二极管电压和电流344.4变压器原边电压波形35结论与展望36致谢37参考文献38附录1：英文文献40附录2：中文文献45第一章 绪论1.1直流变换器1.1.1.直流变换器的分类直流变换器分为并联直流变换器和非并联直流变换器两种.并联直流变换器采用先进的高频脉宽调制边缘谐振技术，使效率得到了极大提高。整机具有稳压精度高、动态响应快、输出杂音低、抗干扰能力强、工作温度范围宽等特点。面板上的中文液晶可显示本电源模块的工作状态，也可直观显示电压电流等数据；模块的各种保护功能齐全；模块内置均充、浮充切换电路，并可选择手动或自动控制。监控接口可监测模块工作状态，可进行开关机控制，均浮充控制，并配有自动均流总线接口，均充总线接口。智能机型配有RS485接口，可与配套监控模块、PC机、PLD等其它智能设备连接，完成远端监控，实现电源系统四遥功能。 非并联直流变换器采用进口DC-DC模块组成，具有稳压精度高、输出噪声低、抗干扰能力强等优点，且体积小、重量轻一般的直流变换器都是单向的，也某些场合也会有双向直流变换器来进行工作。1.1.2直流变换器技术现状及未来的发展 分布式电源系统应用的普及推广以及电池供电移动式电子设备的飞速发展，其电源系统需用的DC/DC电源模块越来越多。对其性能要求越来越高。除去常规电性能指标以外，对其体积要求越来越小，也就是对其功率密度的要求越来越高，对转换效率要求也越来越高，也即发热越来越少。这样其平均无故障工作时间才越来越长，可靠性越来越好。因此如何开发设计出更高功率密度、更高转换效率、更低成本更高性能的DC/DC转换器始终是近二十年来电力电子技术工程师追求的目标。例如：二十年前Lucent公司开发出第一个半砖DC/DC时，其输出功率才30W，效率只有78%。而如今半砖的DC/DC输出功率已达到300W，转换效率高达93.5%。 从八十年代末起，工程师们为了缩小DC/DC变换器的体积，提高功率密度，首先从大幅度提高开关电源的工作频率做起，但这种努力结果是大幅度缩小了体积，却降低了效率。发热增多，体积缩小，难过高温关。因为当时MOSFET的开关速度还不够快，大幅提高频率使MOSFET的开关损耗驱动损耗大幅度增加。工程师们开始研究各种避开开关损耗的软开关技术。虽然技术模式百花齐放，然而从工程实用角度仅有两项是开发成功且一直延续到现在。一项是VICOR公司的有源箝位ZVS软开关技术；另一项就是九十年代初诞生的全桥移相ZVS软开关技术。 有源箝位技术历经三代，且都申报了专利。第一代系美国VICOR公司的有源箝位ZVS技术，其专利已经于2002年2月到期。VICOR公司利用该技术，配合磁元件，将DC/DC的工作频率提高到1MHZ，功率密度接近200W/in3，然而其转换效率却始终没有超过90%，主要原因在于MOSFET的损耗不仅有开关损耗，还有导通损耗和驱动损耗。特别是驱动损耗随工作频率的上升也大幅度增加，而且因1MHZ频率之下不易采用同步整流技术，其效率是无法再提高的。因此，其转换效率始终没有突破90%大关。 为了降低第一代有源箝位技术的成本，IPD公司申报了第二代有源箝位技术专利。它采用P沟MOSFET在变压器二次侧用于forward电路拓朴的有源箝位。这使产品成本减低很多。但这种方法形成的MOSFET的零电压开关（ZVS）边界条件较窄，在全工作条件范围内效率的提升不如第一代有源箝位技术，而且PMOS工作频率也不理想。 为了让磁能在磁芯复位时不白白消耗掉，一位美籍华人工程师于2001年申请了第三代有源箝位技术专利，并获准。其特点是在第二代有源箝位的基础上将磁芯复位时释放出的能量转送至负载。所以实现了更高的转换效率。它共有三个电路方案：其中一个方案可以采用N沟MOSFET。因而工作频率较高，采用该技术可以将ZVS软开关、同步整流技术、磁能转换都结合在一起，因而它实现了高达92%的效率及250W/in3以上的功率密度。（即四分之一砖DC/DC做到250W功率输出及92%以上的转换效率）11.2软开关技术60年代开始使用的PWM变换器以其简单的拓扑结构和控制方式得到广泛的应用。但是由于传统PWM变换器中开关器件工作在硬开关状态下，功率开关管的开通与关断是在开关器件电压和电流不为零的状态下进行的，迫使开关器件电压未降到零时开通，或电流未降到零时关断。由于线路分布电感和开关输出电容的影响，开关管开通时电流从零逐步上升，电压逐步下降，电流上升和电压下降有个交迭的过程，使得开通过程有较大功率损耗；类似地，开关管关断时也有较大功率损耗。硬开关技术存在以下缺陷：（1）开通和关断耗大：开关器件的电压和电流交叠形成的开关损耗随着开关频率增加而增加。（2）感性关断和容性开通问题：由于电路中存在感性元件，当开关器件关断时，在开关器件两端产生较高的电压尖峰，容易造成开关器件的电压击穿；其次，由于开关器件中存在寄生电容，器件关断时使寄生电容存储能量，当器件突然开通时，储存的能量将会瞬间耗散在开关器件内，可能会引起开关器件过热损耗，且由于电压变化快，将会产生严重的开关噪声，会严重影响器件的驱动电路，从而使电路工作不稳定。（3）二极管反向恢复问题：其在反向恢复期间仍处于导通状态，同一桥臂的开关器件此时立即开通，很容易造成直流电源瞬间短路，产生过大的电流冲击。传统解决硬开关中开关损耗的方法就是增加缓冲电路使开关管开通时电流缓慢上升和关断时电压缓慢上升，从而改变开关轨迹，降低开关过程中开关损耗。缓冲电路中储能元件L和C的值决定开关电流和电压缓慢上升程度，其数值越大，缓冲能力越强，开关损耗越小。但是有损缓冲电路的实质就是将功率器件所减少的能耗转移到缓冲电路中，在强缓冲时反而会增加开关电路损耗。采用无损缓冲电路可以减小这一矛盾，但需要额外增加元件，大大增加电路复杂性。因此，软开关技术1,2,3就发展起来了。随着电源技术深入发展，市场竞争激烈加剧。为了降低成本和减小变换器体积，电源制造商意识到必须采用新技术。因此，如何选择合适电路拓扑，在不增加成本前提下，有效利用软开关技术达到设计要求，是电源工程师的首要任务。1.3谐振变换器与谐振电源谐振变换器是以谐振电路为基本变换单元，利用谐振原理，使开管器件中电流或电压按正弦或准正弦规律变化，在开关管电流自然过零后关断开关管；或在开关管电压为零后开通开关管，从而实现ZVS或ZVS，降低开关损耗。谐振变换器有多种不同的分类方法，根据负载与谐振电路的连接关系，可以分为串联谐振变换器1-6（SRC，series resonant converter）、并联谐振变换器7（PRC，parallel resonant converter）、两者结合所生成的串并联谐振变换器9（SPRC，series-parallel resonant converter）以及LLC串联谐振变换器9-12谐振电源装置是利用无功补偿原理,只需用较低电压和较小容量的试验电源,可进行大型发电机,电缆以及GIS组合电器的耐压试验.这种试验方法安全可靠,并能有效地检出有绝缘缺陷的电气设备。1.3.1串联谐振变换器图1-1 串联谐振变换器 图1-1给出串联谐振变换器的电路拓扑。由功率MOS管Q1、Q2组成半桥臂，D1&D2和C1&C2为其体内二极管和输出电容。D3&D4以及变压器构成零式全波整流环节。谐振电感Ls和谐振电容Cs构成串联谐振回路，负载与谐振回路串联在一起，谐振回路和负载构成分压电路，直流电压增益不会超过1，当电路工作在谐振频率时，谐振回路阻抗最小，输入电压全部加在负载上，此时增益最大。通过改变工作频率来改变谐振回路阻抗，从而输出电压就会改变。对于串联谐振变换器来说，工作频率大于谐振频率才能实现原边功率MOS管ZVS开通。如果开关频率小于谐振频率时，开关管工作在ZCS状态。对于功率MOS管来说，ZVS是最好的选择。而串联谐振变换器比较严重的问题是轻载下需要较高开关频率保持输出电压不变。图1-2和1-3分别给出了串联谐振变换器在谐振点上的主要工作波形以及变换器输出电压增益曲线。 图1-2串联谐振变换器的主要波形 图1-3 串联谐振变换器的电压增益曲线串联谐振变换器的优点在于：工作频率大于谐振频率时，原边功率MOS管ZVS开通，输出二极管ZCS关断，开关损耗小；电路结构简单，没有输出滤波电感，输出整流二极管上电压应力较小；电路中的循环电流较低；谐振回路电流随着负载变轻而减小，因此轻载效率较高；串联谐振电容起到隔直作用，防止高频变压器饱和。其缺点在于：轻载时电路工作频率很高；调节范围比较差，不适合用于设计输入电压范围较宽的电源；在轻载或者空载情况下，输出电压不可调；输出直流滤波电容须承受较大电流脉动。1.3.2并联谐振变换器图1-4 并联谐振变换器并联谐振变换器结构如图1-4所示。它是由两个功率MOS管Q1&Q2组成上下桥臂，D1&D2和C1&C2是其体内二极管和输出电容，虽然谐振电感Lp和谐振电容Cp串在一起，但是负载是和谐振电容并在一起的。整流输出经LC平滑滤波，向负载传送能量。当谐振电容Cp端电压大于零时，D3导通流过输出滤波电感电流I0；当谐振电压Cp端电压小于零时，D4导通流过电流I0。滤波电感L0上电压在一个周期内平均为零，所以输出电压V0为全波整流后电压的平均值。与串联谐振变换器一样，工作频率大于谐振频率才能实现原边MOS管的ZVS。与串联谐振变换器相比，并联谐振变换器工作频率范围较小。轻载时，它只要稍微增加开关频率就能调节输出电压。由于负载是和谐振电容相并联的，当负载为零时，相当于只有谐振元件参与工作，此时谐振回路阻抗较小，谐振回路电流较大，因此循环能量较高。图1-5、1-6分别给出并联谐振变换器的主要工作波形和变换器增益曲线。 图1-5 并联谐振变换器的主要波形 图1-6并联谐振变换器的电压增益曲线并联谐振变换器的优点在于：工作频率大于谐振频率时，原边MOS管实现ZVS开通；输出电流有效值较低；调节范围较宽，变换器可以工作至轻载；输出采用大滤波电感，对滤波电容脉动电流要求小，适用于低压大电流的场合。其缺点为：电路中循环电流比较大；输出滤波电感比较大，不利于功率密度的提高；谐振回路电流与负载轻重无关，开关管通态损耗相对固定，变换器在轻载下效率较低，适合于输出电压范围较窄和额定功率处负载相对稳定的场合。1.3.3串并联谐振变换器图1-7 串并联谐振变换器 如图1-7给出LCC串并联谐振变换器原理图。它是由三个谐振元件构成：谐振电感Ls、谐振电容Cs与Cp串联。对于LCC谐振电路来说，它结合上述两电路的优点。同并联谐振变换器一样，串并联谐振变换器空载也能够调节输出电压。图1-8、1-9分别给出变换器工作波形和直流电压电压增益曲线。 图1-8 串并联谐振变换器的主要波形 图1-9串并联谐振变换器电压增益曲线LCC串并联谐振变换器的优点在于：原边MOS管实现ZVS开通；电路的工作频率变化范围比较窄；输出电流有效值较低；当负载变轻或者空载时，变换器偏向于并联谐振变换器特性，通过调节开关频率能在较宽输入电压范围内调节输出电压。其缺点是：调节范围比较窄；输出滤波电感比较大；由于变压器原边漏感无法参加谐振，造成变压器电压电流存在一定相位差，导致谐振回路中无功电流增加；电路内循环电流较大，通态损耗加大。1.3.4 LLC串联谐振变换器图1-10 LLC串联谐振变换器LLC串联谐振变换器结构如图1-10所示。LLC串联谐振变换器采用调频控制方式（PFM），即桥臂上下两个开关管占空比不变，接近50%；同时这两个开关管工作频率根据工作状态来调节，当Q1关断，谐振电感Ls、谐振电容Cs和励磁电感Lm一起谐振，使Q2输出电容C2上电压变为零，然后D2导通，为Q2的ZVS创造条件。类似地，当Q2关断时，谐振电感Ls、谐振电容Cs和励磁电感Lm一起谐振，使Q1输出电容C1上电压变为零，然后D1导通，为Q1的ZVS创造条件。有关它的工作过程分析和计算公式的推导，将在下一章节中展开讨论。相对于前面三种谐振变换器， LLC串联谐振变换器优点在于：在空载到全负载范围内，原边功率MOS管实现ZVS开通，输出整流二极管实现ZCS关断，变压器励磁电感和漏感能够被利用，可以集成到一颗磁芯上；原边开关管关断电流较小，关断损耗较低；较高输入电压下具有高效率；输出整流二极管电压应力低，能减小到两倍输出电压；输出端无滤波电感。其缺点在于：短路或过流时，原边电流较大；电路中电流有效值较大。LLC串联谐振变换器自身的缺点在其他三种电路中也是存在的。但是，通过合理的设计可以克服这些缺点。1.4 移相全桥PWM ZVS DC/DC变换器与LLC串联谐振变换器比较 移相控制的全桥PWM变换器是在中大功率DC/DC变换电路中最常用的电路拓扑形式之一。移相PWM控制方式利用开关管的结电容和高频变压器的漏电感作为谐振元件，使开关管达到零电压开通和关断。从而有效地降低了电路的开关损耗和开关噪声，减少了器件开关过程中产生的电磁干扰，为变换器提高开关频率、提高效率、降低尺寸及重量提供了良好的条件。同时保持了电路拓扑结构简洁、控制方式简单、开关频率恒定、元器件的电压和电流应力小等一系列优点。 移相控制的全桥PWM变换器存在一个主要缺点是，滞后臂开关管在轻载下难以实现零电压开关，使得它不适合负载范围变化大的场合1。电路不能实现零电压开关时，将产生以下几个后果：1）由于开关损耗的存在，需要增加散热器的体积；2）开关管开通时存在很大的di/dt；3）由于副边二极管的反向恢复，高频变压器副边漏感上的电流瞬变作用，在二极管上产生电压过冲和振荡，所以，在实际应用中须在副边二极管上加入RC吸收。 针对上述问题，常见的解决方法是在变压器原边串接一个饱和电感Ls，扩大变换器的零电压开关范围11-19。但是，采用这一方法后，电路仍不能达到全工作范围的零电压开关。而且，由于饱和电感在实际应用中不可能具有理想的饱和特性，这将会导致：1）增加电路环流，从而增加变换器的导通损耗；2）加重了副边电压占空比丢失，从而增加原边电流及副边二极管电压应力；3）饱和电感以很高的频率在正负饱和值之间切换，磁芯的损耗会很大，发热严重。下面从以下几个方面比较两种变换器进行比较：（1）在电路结构上，LLC半桥串联谐振变换器相对不对称半桥变换器，无须滤波电感，可以直接采用电容滤波，降低变换器体积，有利于功率密度提高。（2）在控制方式上，两种变换器完全不同。不对称半桥变换器是在不改变开关频率的情况下，通过开关管占空比改变来调节输出电压；而LLC谐振变换器是在不改变占空比的情况下，通过开关频率改变来调节输出电压。正是由于控制方式差别，不对称半桥变换器占空比随着输入电压升高而降低。假设固定匝比n和输出电压V0，当输入电压为300V，占空比为0.5，而当输入电压增大到400V，占空比只有0.25，占空比丢失严重，单个周期内传递能量时间减少，导致在高输入电压下变换器效率反而下降。而LLC谐振变换器由于采用变频控制方式，不存在宽输入电压范围内占空比丢失的情况，实际上随着输入电压增大谐振回路电流峰值在减小，开关管开关损耗在减小，在一定开关频率范围内，LLC半桥串联谐振变换器效率随着输入电压升高而上升，适合用于输入电压宽的场合。（3）从输出整流二极管电压应力情况上看，不对称半桥变换器整流管耐压分别为V0/D和V0/(1-D)，因此当占空比远离0.5时，会导致其中一只二极管耐压非常高，然而LLC谐振变换器整流二极管电压应力为输出电压的2倍，不受输入电压变化影响。由于输出二极管通态压降与其电压应力有关，所以LLC谐振变换器在宽输入电压范围内效率较高。（4）从输出整流二极管反向恢复情况看，不对称半桥变换器输出整流二极管是硬关断，反向恢复严重，损耗较大；而LLC谐振变换器输出整流二极管ZCS软关断，损耗较小，提高变换器效率。第二章 LLC串联谐振变换器工作原理 LLC 谐振变换器是在传统的串联和并联 LLC 谐振变换器的基础上改良产生的，它既吸收了串联谐振变换器谐振电容所起到的隔直作用和谐振槽路电流随负载轻重而变化，轻载时效率较高的优点，同时又兼具了并联谐振变换器可以工作在空载条件下，对滤波电容的电流脉动要求小的特点，是一种比较理想的谐振变换器拓扑。但由于它在传统串联谐振变换器的基础上增加了一个谐振元件，电路特性变得更为复杂。为了能设计出满足各种不同技术参数需要的 LLC 谐振变换器，我们首先就要对其变换器特性进行一个具体的分析。2.1主电路LLC串联谐振变换器主电路结构如图2-1所示。电路有以下元件构成：构成桥臂上下两功率MOS管Q1&Q2，采用占空比（高电平在一个周期之内所占的时间比率）近似50%，固定死区时间的调频控制方式进行控制。D1&D2和C1&C2是开关管体内二极管和输出电容；谐振电容为Cs；变压器结构为输出零式全波整流结构，匝比为n：1：1（Np：Ns1：Ns2），Lm为并联谐振电感，用变压器的励磁电感来代替；Ls为串联谐振电感，用变压器漏感来代替；D3&D4为输出整流二极管；输出电容C0和负载R0。图2-1 LLC串联谐振变换器主电路在串联谐振变换器中，励磁电感Lm被认为是无穷大的，它是不参与谐振的；Ls和Cs构成谐振回路。开关频率大于Ls-Cs的串联谐振频率，原边开关管可以实现开关管的ZVS(O电压开关）。而LLC谐振变换器中并联谐振电感与串联谐振电感属于同数量级别，励磁电感参与谐振，变换器工作频率可以低于Ls-Cs的串联谐振频率，但一定要大于Ls-Lm-Cs的串并联谐振频率。在LLC串联谐振变换器中励磁电感Lm的作用将在下面详细介绍。为了讨论方便，Cs和Ls的串联谐振频率定义为fs；Cs、Ls和Lm的串并联谐振频率定义为fm。 与此相对应的角频率为 因此，LLC串联谐振变换器与串联谐振变换器相比，它不仅可以工作在f>fs（Buck）和f=fs的频率区间内，而且它可以工作在fm<f<fs（Boost）的频率区间之内。2.2变换器工作在感性区间主要波形和工作模态2.2.1工作在f>fs区间(Buck)主要工作波形和工作模态图2-2工作在f>fs区间（Buck）主要工作波形LLC串联谐振变换器在f>fs时工作波形如图2-2所示，可以把它分为8个工作模态，每一个工作模态等效电路如图2-3所示。假设输出电容无穷大，故认为输出电压V0保持不变。M1：在t0时刻，开关管Q1关断，谐振输入电流给开关管输出电容C1充电、C2放电，一直到t1时刻C2上电压降为零，这就给Q2的ZVS创造了条件。此时励磁电流继续线性上升，励磁电感上电压被钳位在nV0，不参与谐振，只有谐振电感Ls和谐振电容Cs一起谐振。M2：在t1时刻，开关管Q2体内二极管D2导通续流，进一步为Q2的ZVS开通提供条件，此时能量继续传输给副边。直到t2时刻励磁电流和谐振输入电流相等，整流二极管D3关断。在此过程励磁电感仍然被钳位在nV0，不参与谐振。但从过程来看，谐振输入电流是以高di/dt的速率下降。M3：从t2时刻起，谐振输入电流继续减小到小于励磁电流时，整流二极管D4导通。正是由于D4导通，所以变压器励磁电感上电压反向被钳位在-nV0，这样励磁电流线性减小。在t3时刻，D2续流导通结束。M4：从t3时刻起，谐振输入电流反方向从零增大，Q2为ZVS开通，能量继续传输给副边。在t4时刻，开关管Q2关断。M5：在t4时刻，由于Q2关断，谐振输入电流给C1放电、C2充电，此过程一直维持到t5时刻C2电压升到零为止，为Q1的ZVS开通创造条件。M6：在t5时刻，开关管Q1体内二极管D1开始续流，进一步为Q1的ZVS开通提供条件，此时能量继续传输给副边。直到t6时刻励磁电流和谐振输入电流相等，D4关断。同M2过程一样，谐振输入电流都是以高di/dt的速率变化。M7：从t6时刻起，谐振输入电流继续增大到大于励磁电流时，整流二极管D3导通。由于D3导通，所以变压器励磁电感上电压反向被钳位在nV0，这样励磁电流逐渐增大。直到t7时刻，谐振输入电流过零，D1关断。M8：在t7时刻，谐振输入电流谐振过零变为正，开关管Q1为ZVS开通。能量继续通过D3传输给负载。在t8时刻，开关管Q1关断。从t8时刻开始，电路进入下一个周期。 M1：t0t1 M2：t1t2 M3：t2t3 M4：t3t4 M5：t4t5 M6：t5t6 M7：t6t7 M8：t7t8图2-3工作在Buck区间（f>fs）工作模态在此运行工作区间，由于开关管关断时谐振输入电流较大，能够保证MOS管实现ZVS。然而，原边关断电流较大会产生较大关断损耗。此外，副边整流二极管电流同原边谐振输入电流类似，同样以较高di/dt速率关断，如图2-2工作模态中M2和M6，这样整流二极管上就会产生一定电压尖峰，给电路稳定运行带来了一定的不可靠性。此时输出整流二极管是硬关断，存在严重反向恢复问题，损耗较大，不利于效率提高。2.2.2工作于fm<f<fs区间(Boost)主要工作波形和工作模态图2-4工作在fm<f<