[毕业设计精品]电压型逆变电路设计.doc

第1章 绪论1.1 课题研究的目的意义：在电力电子技术的应用中，逆变电路是通用变频器核心部件之一，起着非常重要的作用。逆变电路是与整流电路相对应，把直流电变成交流电的电路。逆变电路的基本作用是在控制电路的控制下将中间直流电路输出的直流电源转换为频率和电压都任意可调的交流电源。无源逆变电路的应用非常广泛。在已有的各种电源中，蓄电池、太阳能电池等都是直流电源，当需要这些电源向交流负载供电时，需要通过无源逆变电路；无源逆变电路与其它电力电子变换电路组合形成具有特殊功能的电力电子设备，如无源逆变器与整流器组合为交-直-交变频器(来自交流电源的恒定幅度和频率的电能先经整流变为直流电，然后经无源逆变器输出可调频率的交流电供给负载)。当电网提供的工频电源不能满足负载的需要，就需要用交-直-交变频电路进行电能交换。如感应加热需要较高频率的电源；交流电动机为了获得良好的调速特性需要频率可变的电源。1.2 国内外研究现状：随着电力电子技术的发展，逆变电路主要应用于各种直流电源，如蓄电池、干电池、太阳能电池等；还可以应用于交流电机调速用变频器、不间断电源、感应加热电源等电力电子装置的核心部分。逆变电路根据直流侧电源性质的不同可分为两种：直流侧是电压源的称为电压型逆变电路；直流侧是电流源的称为电流型逆变电路。逆变电路可用以构成静止式中频加热电源。它具有主电路简单、起动性能好的优点，但负载适应性较差，故只适用于负载变化不大但又需要频繁起动的场合。由于电压型逆变电路具有直流侧为电压源或并联大电容，直流侧电压基本无脉动；输出电压为矩形波，输出电流因负载阻抗不同而不同；阻感负载时需要提供无功功率等特点而具有广泛的应用。在晶闸管逆变电路中，负载换相式电压型逆变电路利用负载电流相位超前电压的特点来实现换相，不用附加专门的换相电路，因而应用较多。1.3 论文研究内容：此设计是对负载换相式电压型逆变电路对中频感应炉供电进行研究。系统总框图如图1-1所示。图1-1 系统总框图 第2章 整流电路和逆变电路设计2.1 三相半波可控整流电路当整流负载容量较大,或要求直流电压的脉动要小、易滤波，或要求快速控制时，应采用对电网来说是平衡的三相整流装置。三相可控整流电路的类型很多，包括三相半波、三相全控桥式、三相半控桥式、双反星形以及由此发展起来适用于大功率的12相整流电路等。此设计将采用最基本的三相半波可控整流电路。2.1.1 三相半波可控整流电路电感式负载原理图三相半波可控整流电路的类型很多，包括电阻性负载、电感式负载、以及三相半波晶闸管共阳极整流电路等。由于此设计是对中频感应炉供电，因此采用电感式负载的三相半波可控整流电路。三相半波可控整流电感式负载电路如图2-1所示。为了得到零线，整流变压器的二次绕组必须接成星形，而一次绕组多接成三角形，使其3次谐波能够通过，减少高次谐波的影响。三个晶闸管的阳极分别接入、三相电源，他们的阴极连接在一起，称共阴极接法，这对触发电路有公共线者连接较方便，用的较广。图2-1 带电感性的三相半波可控整流电路 2.1.2 工作原理分析 图2-2(a)是相电压的波形，在期间，相电压比、相都高。如果在时刻触发晶闸管，由于电感的存在阻止电流通过使电压减小，在电抗器两端可使导通，此时负载上得到相电压。在期间，相电压最高，在时触发晶闸管，即导通。此时因承受反相电压而关断，负载上得到相电压。在时触发晶闸管，即导通，并关断，使负载上得到相电压。之后，各晶闸管都按同样的规律依次触发导通并关断前面一个已导通的晶闸管。图2-2(b)为的波形。输出的整流电压是一个比单相整流脉动大的直流电压，如图2-2(c)所示。在一个周期内整流电压有三次脉动，因此脉动频率是。从图中可以看出，各晶闸管上的触发脉冲，其相序应与电源的相序相同。各项触发脉冲依次间隔。在一个周期内，三相电源轮流向负载供电，每相晶闸管能触发导通的最早时刻。在这点以前晶闸管因承受泛亚，不能触发导通，因此把它作为计算控制角的起点，即该处的。这个交点叫自然换相点。这是因为如把晶闸管换成不可控的二极管，相电压的交点就是二极管的自然换相点的缘故。 电感对电流变化有抗拒作用，因而电感器件中的电流是不能突变的。当电流流过电抗器的电流变化时，在电抗器两端会产生一个感应电动势，它的极性是阻止电流变化的，当电流增加时，电动势的方向是阻止电流增加，当电流减小时，它阻止电流减小。由于负载是大电感性的，值很大，因此整流电流基本是连续平直的，流过晶闸管的电流波形接近矩形如图2-2(g)所示。当降低而使减少时，在电感上产生的感应电动势对晶闸管来说是正向的，它阻止电流下降。以相为例，当降到零并为负值时，+仍可为正，因此继续导通，直到触发导通时为止。也就是说，尽管>，仍然能使各晶闸管导通，保证电流连续。虽此时整流电压的脉动很大，而且出现负值，但的脉动却是很小的。 当然这是有条件的，即L必须足够大 。电流 图 2-2 带电感性负载的三相半波波形中的阴影部分是靠维持导通的。两端电 可控整流电路波形压 的波形亦示于图2-2中，它仍由三段曲线组成。当电流连续的情况下，是容易计算出，即 (2-1) 可见与成余弦关系，如图2-3中的曲线2所示。当时，波形正负面积相等，。因而电感性负载要求的移相范围为90°。如果电感量不是很大，则控制特性必然位于图2-3中曲线1与2之间，如电阻电感负载的曲线3。图 2-3 三相半波可控整流电路与的关系 1-电阻负载 2-电感负载 3-电阻电感负载 4-电阻负载时的关系电感足够大时，每相电流的波形接近矩形，其高度为，在一个周期内导通，因此变压器二次侧的相电流，亦即晶闸管的电流有效值为 (2-2) 因而 (2-3) 晶闸管两端的电压可从图2-2中的波形看出，由于电流连续，所以晶闸管承受的最大正、反向电压都是线电压的峰值。 (2-4)有关计算如下：由已知：，折合后为因此有： 电流有效值 因而 2.2 负载换相式电压型逆变电路晶闸管逆变电路中，负载换相式利用负载电流相位超前电压的特点来实现换相，不用附加专门的换相电路，因而应用较多。负载换相式逆变电路有并联谐振式逆变电路和串联谐振式逆变电路两种类型。串联谐振式逆变电路直流电源由三相不可控整流电路供电，并联谐振式逆变电路直流电源由三相可控整流电路供电。故此设计采用并联并联谐振式逆变电路。2.2.1 并联谐振式逆变电路电路构成图2-4是并联谐振式逆变电路原理图。其直流电源通常由工频交流电源经三相可控整流后得到。其直流侧并有大电容 ，从而构成电压型逆变电路。 图 2-4 并联谐振式逆变电路 逆变电路为单相桥式，由四个桥臂构成，每个桥臂的晶闸管各串一个电抗器。用来限制晶闸管导通时的，各桥臂的之间不存在互感。使桥臂1、4和桥臂2、3以中频轮流导通，就可以在负载上得到中频交流电。 中频电炉负载是一个感应线圈，图中和串联即为其等效电路。因为功率因数很低，故并联补偿电容器。电容和、构成并联谐振逆变电路，所以这种逆变电路被称为并联谐振式逆变电路。负载换相方式要求负载电流超前于电压，因此补偿电容应使负载过补偿，使负载电路工作在容性小失谐情况下。可以看出，补偿电容也起到换相电容的作用。对于这种换相电容和负载并联的逆变电路，也称作并联逆变电路。应该指出，负载换相中的换相电容和上一节介绍的电容换相方式中的换相电容有很大的不同。在电容换相方式中，换相电容只要提供关断晶闸管的能量即可，所需容量很小。而在这里的负载换相方式中，电容要使整个负载电路呈容性，因此容量要大得多。2.2.2 并联谐振式逆变电路电路工作原理分析因为此并联谐振式逆变电路属电压型，故其交流电压波形接近矩形波，其中包含基波和各奇次谐波分量。电路工作频率接近谐振频率，故负载对基波电压呈现低阻抗，基波电流较大，而对谐波分量呈现高阻抗，谐波电流很小，所以负载电流波形接近正弦波。图2-5是该逆变电路的工作波形。在交流电流的一个周期内，有两个稳定导通阶段和两个换相阶段。之间为晶闸管和稳定导通阶段，负载电压，近似为恒值，时刻之前在电容上，即负载上电流从左向右流过。如前所述，负载电流接近正弦波。在时刻触发晶闸管和，因在前和阳极电压等于负载电压，为正值，故和导通，开始进入换相阶段。由于每个晶闸管都串有换相电抗器LT，故和在时刻不能立刻关断，其电流有一个减少过程，和的电流也有一个增大过程。时刻后，四个晶闸管全部导通，负载电容电压经两个并联的放电回路同时放电。一个回路是经、回到电容，另一回路是经、回到电容，如图2-4箭头方向所示。在这个过程中，、电流逐渐减小，、电流逐渐增大。当时，、电流减至零而关断，直流侧电流全部从、转移 图2-5 并联谐振式逆变电路波形到、，换相阶段结束。称为换相时间。 晶闸管在电流减小到零后，尚需一段时间才能恢复正向阻断能力。因此，在时刻换相结束后，还要使、承受一段反压时间才能保证其可靠关断。应大于晶闸管关断时间。如果、尚未恢复阻断能力就加上了正向电压，就会重新导通，逆变桥处于短路状态，造成逆变失败。 为了保证可靠换相，应在负载电压过零前的时刻去触发、。称为触发引前时间，从图2-5得 (2-5) 从图2-5可看出，在换相过程中，负载电压是与电压之差。从图2-5可知，超前于的时间为 (2-6)把表示为电角度(弧度)可得 (2-7)式中，为电路工作角频率；、分别是、所对应的电角度；也就是负载的功率因数角。 换相重叠角，一般为，这里取； ，这里取，折合后。图2-5中是、的稳定导通阶段。以后又一次进入换相阶段，其过程和前面相类似。晶闸管的触发脉冲，晶闸管承受的电压以及、间的电压均示于图2-5中。在换相过程中，上下桥臂的电压极性相反，如不考虑晶闸管压降，则。可以看出，的脉动频率为电路输出频率的两倍。在为负的部分，逆变电路从直流电源吸收的能量为负，即补偿电容中的能量向直流电源反馈。这实际上反映了负载和直流侧无功能量的交换。在直流侧，起到缓冲这种无功能量的作用。定量计算： 负载电压和直流电流的关系 如果忽略换相过程，为矩形波。展开成傅 氏级数得其基波电压幅值：基波电压有效值： 负载电流有效值：输出功率：换相时间：触发引前时间：，折合后第3章 各电路晶体管的选择3.1 整流电路和逆变电路晶体管的选择频率较低的感应加热电源，采用晶闸管逆变器的较多。但采用普通晶闸管则要使用换流电路。可关断晶闸管是门极可关断晶闸管的简称，常写作GTO。GTO的门极给以正脉冲便可导通；给以负脉冲便可关断，所以不需要使用换流回路，从而使结构简化。因此整流电路和逆变电路的晶体管采用可关断晶闸管。3.1.1 整流电路晶体管的选择本装置额定中频输出功率为，考虑逆变电路损耗与一定的功率余量，最大整流输出功率为。整流输出最大直流电压为，所以整流电路选用型号为可关断晶闸管。表示闸流特性；可关断型；额定通态电流系列数；重复峰值电压级数；3.1.2 逆变电路晶体管的选择此设计采用负载换相式电压型逆变电路，其额定中频输出功率为，其负载电压和直流侧电压的关系如下：如果忽略换相过程，为矩形波。展开成傅里叶级数得 其基波的幅值为：其基波有效值为： 由式(2-7)得电角度；因而负载电流有效值：；所以逆变电路选用型号为的可关断晶闸管。表示闸流特性；可关断型；额定通态电流系列数； 重复峰值电压级数；第4章 逆变电路控制电路设计4.1 逆变电路的控制电路负载谐振式并联逆变电器的触发必须考虑以下两个因素：(1)逆变桥触发必须有自动调频控制。逆变电路如以固定频率的它激信号控制则无法适应负载的变化，使负载回路谐振频率偏离逆变工作频率。因此在使用中频发电机组时，因发电机发出固定不变的中频，在运行中必须随时调节并联电容值，以保持负载变化时负载谐振频率尽量接近发电机频率，使之运行在最佳工作状态。为了克服上述缺点，可采用自激控制方式，使触发脉冲受回路控制。自激系统要能反映负载频率的变化。(2)要使逆变器能正常换流，必须超前中频负载电压()角(逆变角)的时刻发出触发脉冲，才能保证导通的晶闸管受反压关断。本装置采用定时控制原则，即在逆变电压、频率变化时，保证引前时间不变。自激控制信号取自中频负载电压，它能反映负载的频率与大小，但是只有一个信号还不行，还要求另外有一个比较信号，这个比较信号与波形的点，距过零点的时间正好是要求的引前触发时间。并联电容中的电流与的相位差为，利用在电阻上形成的电压作为比较信号是十分合适的，因为：(1)产生的电压信号在相位上滞后，只要适当调节这个信号电压的幅值，便可方便地改变它与点曲线的交点位置即调节的大小。(2)产生的电压信号与的曲线在任一半周只有一个交点，正好可作为换流点信号。(3)当幅值或频率发生变化时，产生的电压信号亦随之变化，有可能维持引前触发时间不变 。 图4-1为定时控制的信号波形，为中频输出电压波形，为电容电流在某电阻 图4-1 定时控制的信号波形上产生的电压信号波形(实际的信号电压经电压互感器，电流互感器与电阻分压而得)二者在某周期内相交于点。逆变触发电路由以下两部分组成：(1) 信号检测电路，其作用是设法从负载电路中检出与两个信号并按式(4-3)左边合成，电路如图4-2所示。信号和分别由中频电压互感器与电流互感器检得，经电阻合成，在、端得到逆变器的触发信号。当阻值增大时，则产生的电压信号亦增大即()值增大，电流产生的电压信号与的交点左移，值变大；反之减小。所以改变的阻值可以方便地调节值。图4-2 信号检测电路 (2)脉冲形成电路。这一电路的作用是在合成信号过零时，分别形成两组互差的正向脉冲，电路如图4-3所示。信号电压加在脉冲形成电路输入端，、起正负限幅作用，防止在满功率中频输出时，过大的合成信号使、管损坏。、工作在开关状态，变压器、组成微分电路，当正半周结束，从导通变为截止的瞬间，二次侧送出正尖脉冲到双稳态管的基极，使导通，截止，所以双稳态的翻转基本上是在信号过零时刻进行的。双稳输出去控制脉冲放大电路，发出触发脉冲，使逆变器对角的晶闸管触发实现换流。这种触发电路当负载与逆变电路直流电压变化时，可自动改变触发信号电压的频率，以保证引前触发时间基本不变。如负载电压升高时，电容电流亦增大，使电压信号与电流信号产生的两个电压波形的交点垂直上移，维持不变；当负载变化引起电路谐振频率增大时，则电容电流亦随之增大，在电压信号不变时，它与电流产生的电压波形的交点左移，以补偿由于频率升高引起的周期的减少， 图4-3 脉冲形成电路保持基本不变。由于逆变触发信号受负载回路电压电流的控制即自激控制，故使逆变工作频率始终跟随负载回路的谐振频率，保证最佳运行状态。 逆变电路采用自激控制，为了得到最初的触发信号，必须设置逆变启动环节。本装置在起动时由充电电源预先对启动电容充电，然后触发小晶闸管，充电电容对感性负载放电产生衰减振荡。从衰减电压、电流中检出合成信号产生触发脉冲，使装置由它激转入自激。第5章 整流电路的控制电路设计5.1整流电路的控制电路大、中功率的变流器，对触发电路的精度要求较高，对输出的触发功率要求广大，故广泛应用的是晶体管触发电路。它的种类甚多，如以同步信号来区分，常用的有锯齿波同步信号和正弦波同步两种。此设计采用锯齿波同步信号的触发电路。5.1.1 控制电路的有关计算最小逆变角：（最小一般取）为晶闸管的关断时间折合的电角度； 由题知，中频感应炉额定功率，工作频率，因此周期于是有。为安全裕量角，约取；其中，为电路工作角频率；由已知得 由上知取；因此知值取在应用晶闸管变流器的可逆直流拖动系统中，由于限制逆变角不得小于，为此整流控制角也必须不得不小于。一般取，因此取5.1.2 各个环节的原理图及工作分析图5-1是同步信号为锯齿波的触发电路。此电路输出可为双窄脉冲，也可为单窄脉冲，适用于有两相的晶闸管同时导通的电路。电路可分为三个基本环节：脉冲的形成与放大；锯齿波的形成和脉冲移相；同步环节。(1)脉冲形成与放大环节如图5-2所示，脉冲形成环节由晶体管、组成；放大环节由、组成。控制电压加在的基极上，电路的触发脉冲由脉冲变压器二次侧输出，其一次绕组接在集电极电路中。当控制电压时，截止。电源通过供给一个足够大的基极电流，使饱和导通，所以的集电极电压接近于。、处于截止状态，无脉冲输出。另外，电源的经、发射结到对电容充电，充满后电容两端电压接近，极性如图5-2所示。图5-1 同步电压为锯齿波的晶体管触发电路当控制电压时，导通，点电位由迅速降低至左右，由于电容两端电压不能突变，所以基极电位迅速降至约，由于发射结反偏置，立即截止。它的集电极电压由迅速上升到(、三个结正向压降之和)，于是、导通，输出触发脉冲。同时，电容经电源、放电和反向充电，使基极电位又逐渐上升，直到，又重新导通。 图5-2 脉冲的形成和输出电路这时又立即降到，使、截止，输出脉冲终止。可见，脉冲前沿由导通时刻确定，(或)截止持续时间即为脉冲宽度。所以脉冲宽度与反向充电回路时间常数有关。和为、的限流电阻，防止由于长期截止致使、长期过流而烧毁。(2) 齿波的形成和脉冲移相环节锯齿波电压形成的方案较多，如采用自举式电路、恒流源电路等。图5-2所示为恒流源电路方案。电路由、和等元件组成，其中、和为一恒流源电路。当截止时，恒流源电流对电容充电，所以两端电压为因，所以按线性增长，即的基极电位按线性增长。调节电位器是用来调节锯齿波斜率的。当导通时，由于阻值很小，所以迅速放电，使电位迅速降到零附近。 当周期性地导通和关断时，便形成一锯齿波，同样也是一个锯齿波电压，如图4-5所示。射极跟随器的作用是减小控制回路的电流对锯齿波电压的影响。管的基极电位是由锯齿波电压、直流控制电压、直流偏移电压三 图5-3 锯齿波触发电路各晶体管的电压波形电压作用的叠加值所确定，它们分别通过电阻、和与基极相接。根据叠加原理，先分析基极的波形，为了分析方便，先不考虑管的存在。只考虑锯齿波电压时，见图5-4a：可见仍为一锯齿波，但斜率比低。只考虑偏移电压时，见图5-4b。可见仍为一条与平行的直线，但数值比小。只考虑直流控制电压时，见图5-4c。 图5-4 点的等效电路 可见仍为与平行的一直线，但数值比小。如果，为负值时，点的波形由确定，如图5-3所示。当 为正值时，点的波形由确定。由于的存在，上述电压波形与实际波形有出入，当点电压等于后，导通。 之后一直被箝位在。所以实际波形如图5-3所示。图中点是由截止到导通的转折点。由前面分析可知经过点时使电路输出脉冲。因此当为某固定值时，改变就可改变点的时间坐标，即改变了脉冲产生的时刻，脉冲移相，从而改变晶闸管电路整流电压的大小。可以看出，加的目的是为了确定控制电压时脉冲的初始相位。当感性负载电流连续时，三相半波的脉冲初始相位应定在；由于是可逆系统，因此需要在整流和逆变状态下工作，这时要求脉冲的移相范围理论上为(考虑和，实为)，由于锯齿波波形两端的非线性，因而要求锯齿波的宽度大于，例如，此时，令，调节的大小使产生脉冲的点移至锯齿波的中央(处)，相应于的位置。这时，如为正值，点就向前移，控制角，晶闸管电路处于整流工作状态；如为负值，则点就向后移，晶闸管处于逆变状态。(3)同步环节在锯齿波触发电路中，触发电路与主回路的同步问题是指要求锯齿波的频率与主回路电源的频率相同。从图5-1可知，锯齿波是由开关管来控制的。由导通变截止期间产生锯齿波，截止持续时间就是锯齿波的宽度，开关的频率就是锯齿波的频率。要使触发脉冲与主回路电源同步，使开关的频率与主回路电源频率同步就可到达。图5-1所示同步环节，它是由同步变压器和作同步开关用的晶体管组成。同步变压器和整流变压器接在同一电源上，用同步变压器的二次侧电压来控制的通断作用，这就保证了触发脉冲与主回路电源同步。同步变压器二次电压经二极管间接加在的基极上。当二次电压波形在负半周的下降段时，导通，电容被迅速充电。因点接地为零电位，点为负电位，点电位与点相近，故在这一阶段基极为反向偏置，截止。在负半周的上升段，电源通过给电容反向充电，为电容反向充电波形，其上升速度比波形慢，故截止，如图5-3所示。当点电位达时，导通，点电位被箝位在。直到二次电压的下一个负半周到来时，重新导通，迅速放电后又被充电，截止。如此周而复始。在一个正弦波周期内，包括截止与导通两个状态，对应锯齿波波形恰好是一个周期，与主回路电源频率完全一致，达到同步的目的。可以看出，点电位从同步电压负半周上升段开始时刻到达的时间越长，截止时间就越长，锯齿波就越宽。可知锯齿波的宽度是由充电时间常数决定的。(4)强触发环节强触发脉冲可以缩短晶闸管的开通时间，提高晶闸管承受的能力，有利于改善串并联器件的动态均压和均流，其电路如图5-2所示。根据强触发脉冲形状的特点，在脉冲初期阶段输出约为通常情况下的倍脉冲幅值，时间只占整个脉冲宽度的很小一部分，以减少门极损耗，其前沿陡度在左右。电路设计时要考虑能瞬时输出高电压和大电流。此电路强触发环节由单相桥式整流获得电源。在导通前，电源已经通过向充电。所以点电位已经升到。当导通时，经过脉冲变压器、迅速放电。由于放电回路电阻较小，电容两端电压衰减很快，电位迅速下降。当电位稍低于时，二极管由截止变为导通。虽然这时电源电压较高，但它向提供较大的负载电流，在上的电阻压降较大，不可能向提供超过的电压，因此电位被牵制在。当由导通变为截止时，电源电压又通过向充电，使点电位再升到，准备下一次强触发。电容是为提高强脉冲前沿陡度而附加的。(5)双窄脉冲形成环节本方案是采用性能价格比较优越的、每个触发单元一个周期内输出两个间隔的脉冲的电路。图5-2中，、两个晶体管构成一个“或”门。当、都导通时，约为-15V，使、都截止，没有脉冲输出。但只要、中有一个截止，都会使变为正电压，使、导通，就有脉冲输出。所以只要用合适的信号来控制或的截止，就可以产生符合要求的双脉冲。其中，第一个脉冲由本相触发单元的对应的控制角使由截止变为导通造成瞬时截止，于是输出脉冲，隔的第二个脉冲是由后相位的后一相触发单元在产生第一个脉冲时刻将其信号引至本相触发单元的基极，使瞬时截止，于是本相触发单元的管又导通，第二次输出一个脉冲，因而得到间隔的双脉冲。其中和的作用，主要是防止双脉冲信号互相干扰。在三相桥式全控整流电路中，器件导通次序为、，彼此间隔。因此触发电路的双脉冲环节应该这样接线：以器件的触发单元而言，图5-1电路中的端应该接器件触发单元的电路的端，因为器件的第一个脉冲比器件的第一个脉冲滞后。所以当触发单元电路的由截止变为导通时，本身输出一个脉冲，同时使器件触发单元的管截止，给器件补送一个脉冲。同理，器件触发单元的端应当接器件触发电路的端，因为器件比器件超前导通，所以器件产生脉冲时给器件补送一个脉冲。依次类推，可以却确定六个器件相应的触发单元电路的双脉冲环节间的接线。5.2 触发电路的定相在三相晶闸管变流装置中，选择触发电路的同步信号是个很重要的问题。在常用的锯齿波、正弦波移相触发电路中，送出初始脉冲的时刻是由输入触发电路中不同相位的同步电压确定的。初始脉冲是指=0时，控制电压与偏移电压为固定值条件下的触发脉冲。因此，必须根据被触发晶闸管阳极电压的相位，正确供给各触发电路特定相位的同步电压，才能使触发电路分别在各晶闸管需要触发脉冲的时刻输出脉冲。这种正确选择同步电压相位以及获取不同相位同步电压的方法，就是触发电路的定相。对三相变流器来说，六个同步电压均由三相同步变压器的二次绕组提供。三相变压器共有24种接法与12钟点数。变压器一次与二次侧相同接法时，是偶数点钟，一次与二次侧不同接法时为奇数点钟。由于同步变压器二次电压要分别接到六个触发电路，要有公共接地端，只能是星形接法，故实际方案只有12种。因此，当同步电压相位确定后，为取得特定相位的同步电压，其工作就在于选用哪一种变压器连接组。对于负半周有效的锯齿波触发器，采用NPN晶体管，锯齿波上升沿为有效部分。对于它的同步信号相对于该触发电路所触发的VT相需滞后180°。现假设主回路整流变压器为D，联结的三相全控桥，同步变压器为D，y11的联结，如5-5图示，分析采用锯齿波NPN晶体管的触发电路对晶闸管同步电压相位的选择，该电路能在整流和逆变状态运行。图5-5 NPN管锯齿波触发电路与电压的矢量关系主回路同步变压器系D，联结，故与同相。同步电路与，与，与都同相。对晶闸管来讲，应先选滞后的作为同步电压，按此原则，再选其余晶闸管的同步电压，见表5-1。表5-1 三相全控桥晶闸管的同步电压 晶闸管 主电路电压 同步电压 在锯齿波的触发电路中，为改善波形亦可加R-C滤波器。在一般触发器设置的R-C滤波器，其滞后相角为60°。5.3 系统总图系统图见附录B。第6章 结论与展望我们所学习的课程以及我们所处的专业决定了我们的学习必须与实际相联系。目前电压型逆变电路在工业自动化领域中得到了广泛应用。因此，对于电气工程及自动化专业的学生来说，设计做这样一个设计是非常有意义的，也是非常必要的。通过本次的毕业设计，我以往的所学知识都得到了进一步的巩固，不但扩展了视野，而且对以前从未接触过的电路设计方面的知识有所了解，第一次通过看器件手册知道如何进行电路设计及如何选择合理的元器件，同时利用以前学过的理论知识应用于本次设计，当然设计过程中遇到很多的问题，但这对于我来说也是一种挑战和锻炼的机会。通过这次学习，我牢固掌握了电力电子技术的基本理论，加深了对一些比较抽象的理论知识的理解，对整流电路和逆变电路的工作原理、各电路的控制电路都有了更深入的理解。在查阅大量相关资料的同时，对当前电压型逆变电路领域和未来发展概貌也有了一定的了解。我深深体会到书本上的知识是远远不够的，要更加深入得了解控制领域需要不断的学习和实践，才能够保持与时俱进。由于平时实践机会较少，在该次理论设计中难免有错误之处，在设计过程中，我参考了其它书目的大量信息，对有价值的信息，经过剖析和处理后于与应用，同时也希望有一天也能为电力事业做出点贡献。参考文献1 黄俊主编.电力电子变流技术M.北京：机械工业出版社，20042 莫正康主编.半导体变流技术M.北京：机械工业出版社，19933 彭鸿才主编.电机原理与拖动M.北京：机械工业出版社，19984 王兆安、黄俊主编.电力电子技术M.第4版.北京：机械工业出版社，19965 王离九主编.电力拖动自动控制系统M.武汉：华中理工大学出版社，19916 吴麒.自动控制原理M.北京：机械工业出版社，19907 谢宗安主编.自动控制系统M.重庆：重庆大学出版社，19968 陈伯时主编.电力拖动自动控制系统M.第2版.北京：机械工业出版社，19929 Leonhard ,W.Control of Electrical Drives 3rd edMSpringer-Verlag,200110 赖福新.电机控制系统M.上海：上海交通大学出版社，199511 秦祖荫编.电力电子技术基础M.西安：西安交通大学电器教研室，199012 Yamamura S.AC Motor for High-performance ApplicationsC.NewYork：NewyorkMarcel Dekker, 198613 丁道宏主编.电力电子技术M.北京：航空工业出版社，199214 林渭勋主编.电力电子技术基础M.北京：机械工业出版社，199015 张立、赵永建主编.现代电力电子技术M.北京：科技出版社，199216 吴麒等编.自动控制原理与系统M.北京：国防工业出版社，197917 史乃主编.电机学M.北京：机械出版社，199918 赵明、许廖.工厂电气控制设备M.北京：机械工业出版社，199419 吕如良、沈汉昌、陆惠君、郭文华主编.电工手册M.上海：上海科技出版社，1999致谢毕业论文是对我大学阶段学习成绩的总结，也是对我分析问题、解决问题能力的综合考察。本次论文能够顺利完成，离不开我几年来对知识的积累，离不开众老师、朋友、同学们的指导和支持。本设计的研究及学位论文主要是在我的指导老师的亲切关怀和细心指导下完成的。他作为我的任教老师，在以往的学习中给了我很大的帮助，我对专业基础课的掌握他起到了很大作用，他严肃的科学态度，严谨的治学精神，精益求精的工作作风，深深地感染和激励着我。从课题的选择到项目的最终完成，老师都始终给予我细心的指导和不懈的支持。在此谨向老师致以诚挚的谢意和崇高的敬意。此外，也对本设计做出提议和修改意见的老师、同学和朋友们表示感谢。附录附录A：外文翻译资料 外文：Combination of elements that will maintain the same voltage across and current through the chosen branch.More simply, the theorem states that of branch equivalence, the terminal voltage and current must be the same. Consider the circuit of Fig.9.103, in which the voltage across and current through the branch a-b are determined. Through the use of the substitution theorem, a number of equivalent a-a branches are shown in Fig.9.104. Note that for each equivalent, the terminal voltage and current are the same. Also consider that the response of the remainder of the circuit of Fig.9.103 is unchanged by substituting any one of the equivalent branches. As demonstrated by the single-source equivalents of Fig.9.104, a known potential difference and current in a network can be replaced by an ideal voltage source and current source, respectively.Understand that this theorem cannot be used to solve networks with two or more sources that are not in series or parallel. For it to be applied, a potential difference or current value must be known or found using one of the techniques discussed earlier. One application of the theorem is shown in Fig.9.105. Note that in the figure the known potential difference V was replaced by a voltage source, permitting the isolation of the portion of