3KW光伏并网逆变器的软件设计毕业论文word版.doc

郑州大学毕业设计（论文）题 目： 3KW光伏并网逆变器的软件设计指导教师： 职称： 教授 学生姓名： 学号： 专 业： 院（系）： 完成时间： 2010年5月 2010 年 5 月 26 日摘 要太阳能作为当前人类最理想环保的新能源之一，己经得到人类越来越广泛的应用。而光伏并网逆变器是太阳能并网发电系统中必不可少的设备之一。光伏并网逆变器是将太阳能电池所输出的直流电转换成符合公共电网要求的交流电并送入电网的设备。按照不同的标准光伏并网逆变器的拓扑结构分为很多种，本文介绍了一种工频隔离型光伏并网逆变器。首先，本文介绍了光伏并网逆变器的工作原理与分类。其次，本文采用有效值外环、瞬时值内环的控制方法，既保证了逆变器输出的静态误差为零，又保证了逆变器良好的输出波形。随后，本文详细讨论了并网过程中的软件锁相环技术，对锁相环电路的组成、工作原理进行了研究。最后，采用TI公司的TMS320LF2407A作为主控芯片，完成了预期的设计。关键词：光伏；并网发电；SPWM； 软件锁相环；自动控制AbstractAs one of the optimal new energy sources, the solar energy has been applied more and more widely by human being. And the grid-connected photovoltaic inverter is one of the necessary equipment of the grid-connected photovoltaic system.The grid-connected photovoltaic inverter is a equipment which transform the DC from the solar cell to AC according with the grid and transports it to the public grid. According to different standard, the structure of the grid-connected photovoltaic inverter is various. This paper introduces a kind of line frequency isolated inverter.Firstly, this paper introduces the principium and sort of grid-connected photovoltaic inverter.Secondly, by using the control method of virtual value outer loop and instantaneous value inner loop，we can eliminate the static error, and make the output waveform well.Subsequently，soft PLL was introduced in detail. The structure of Phase locked loop circuit and operating principle were researched.Finally, TMS320LF2407A of TI incorporated is used as the main controller. We finally finish the desired design.Key words: photovoltaic; grid-generation; SPWM; soft phase-locked-loop; Automatic control目 录摘 要IABSTRACTII第一章绪论11.1课题的研究背景与意义11.2 系统总体方案11.3 本文主要的研究内容2第二章 光伏并网逆变器控制策略的研究32.1 光伏并网逆变器的分类32.2 光伏并网逆变器控制目标42.3 基于SPWM的电压/电流型并网逆变器控制的研究52.3.1 控制系统数学模型52.3.2 PI参数的设计62.3.3 基于SPWM的电压/电流型并网逆变器的控制方法82.3.4 SPWM信号的产生原理102.4 并网逆变器中同步锁相环的研究112.4.1 软件锁相环的基本原理122.4.2基于光伏并网控制的软件锁相环的工作原理122.4.3 并网控制中的锁相算法分析132.5 本章小结14第三章光伏并网发电系统软件设计153.1 系统主程序流程图153.2 定时器中断子程序173.3 软件锁相环的设计193.4 控制系统软件抗干扰措施223.5 本章小结23第四章总结与展望24致 谢25参考文献26附录：文献翻译27原文27文献翻译35第一章 绪论1.1课题的研究背景与意义能源是人类社会生存和发展的动力源泉。随着社会经济的发展和人类生活水平的提高，世界范围内对能源的需求日益增长，目前世界能源的利用仍以煤炭、石油、天然气和水与核能等一次能源为主，然而这些有限的能源储量正在日趋枯竭。据世界能源委员会（WEC）预测，按照资源己探明储量和目前的发展速度，石油将在45年后枯竭，天然气将在60年后殆尽，资源量最大的煤炭也只够再开采220年。另外，由于燃烧煤、石油等化石燃料，每年有数十万吨硫等有害物质排向天空，使大气环境遭到严重污染，同时由于大量排放CO2等温室气体而使地球产生明显的温室效应，引起全球气候变化；水力发电受到水力资源的限制和季节的影响，并且有时会破坏当地的生态平衡；核电在正常情况下固然是干净的，但万一发生核泄漏，后果同样十分严重，并且核废料的处理直至今日仍然是一个全球性待解决的问题1,2。自1973年世界石油危机以来，常规能源频频告急。人们对能源提出了越来越高的要求，寻找新能源己经是当前人类面临的迫切课题。太阳能以其清洁、无污染，并且取之不尽、用之不竭等优点越来越得到人们的关注。地球表面每年接受太阳的辐射量达5.4×1024 J，相当于1.8×1014 t标准煤。若将其中的0.1%按转换率5%转换为电能，每年发电量可达5600TW·h，相当于目前全世界能耗的40倍。因此，太阳能发电，必将成为21世纪后期的主导能源。据欧洲JRC预测，到未来的2100年时，太阳能在整个能源结构中将占68%的份额3。因此，太阳能发电对今后能源发展有着特别重要的意义。1.2 系统总体方案光伏并网逆变器是将太阳能电池所输出的直流电转换成符合电网要求的交流电再输入电网的设备。按照交流用电负载与直流输入电源的电气隔离元件的工作频率，逆变技术可以分为低频逆变、工频逆变和高频逆变4，而应用于光伏并网的逆变器拓扑结构又有很多种，其中最常用的有：直接藕合并网、高频隔离并网、高频不隔离并网、工频隔离并网等几种，本文介绍的属于工频隔离并网结构。太阳能电池阵列输出180300伏的直流电，经过RC滤波与电容解耦进入全桥逆变电路，产生与电网电压同频同相的电流，使整个装置的并网功率因数为1。控制电路的核心芯片是TI公司的TMS320LF2407A。系统保证并网逆变器输出的正弦电流与电网的相电压同频同相。系统主电路拓扑图如图1-1所示：图1-1 光伏并网逆变器的基本构成1.3 本文主要的研究内容本课题主要完成了光伏并网逆变器整个系统的软件控制算法。主要工作如下：（1）并网电流的跟踪控制是系统研究的关键技术之一。针对并网运行的单相光伏逆变器单电流环控制方式存在的原理性误差，本文对并网逆变器的各种控制策略进行了比较的基础上，采用有效值外环、瞬时值内环的控制策略，较好的实现了并网电流的单位功率因数输出。（2）如何在光伏并网系统中可靠、快速实现对电网电压的锁相环，是光伏并网系统中的一个技术难题，本文通过使用高性能的DSP芯片TMS320LF2407A实现了并网电流与电网电压可靠同步的软件锁相环控制设计方法，但在快速响应方面有所欠缺。（3）具体详细的分析了基于TMS320LF2407A的单相光伏并网发电系统的控制设计思想，并进行了软、硬件的初步调试。第二章 光伏并网逆变器控制策略的研究目前广泛应用于太阳能并网发电系统中的方案是5-7：首先将太阳光能转化成电能的形式，然后将电能调节成满足全桥逆变器需要的直流电压，最后经SPWM全桥逆变器将太阳能回馈给交流电网。在整个系统最主要的环节（逆变器）中，采用的就是SPWM（正弦波脉宽调制）逆变技术。为了减少并网装置在并网工作时产生的冲击，根据电力系统准周期并列的条件，并网逆变器在实现并网工作时应同时满足以下三个条件8：并网逆变器的输出电压和市电电压接近相等，一般压差应在10%以内；并网逆变器输出频率接近市电频率，一般频差不超过0.4Hz；并网逆变器输出电压和市电电压同相，通常此相位差不宜超过10度。图2-1所示是光伏并网逆变器的整体结构框图，控制部分包括DC/AC逆变控制、电网电压锁相以及各种保护等，其中主控制芯片采用具有高速数据处理能力的DSP芯片TMS320LF2407A。图2-1光伏并网系统整体结构框图以TMS320LF2407A为核心的光伏并网逆变系统将太阳能电池板发出的直流电，经过逆变环节转换成与电网电压同频同相的交流电回馈给电网。因此，控制系统需要完成以下任务：向功率器件驱动板提供脉宽和频率可实时改变的PWM信号；检测电网电压的频率和相位实现数，字锁相；接收功率器件发出的过流、过压等保护信号，实现自动保护。2.1 光伏并网逆变器的分类光伏并网系统逆变器按控制方式分类，可以分为电压源电压控制、电压源电流控制、电流源电压控制和电流源电流控制四种方式9。电压源型逆变器是采用电容作为储能元件，在直流输入侧并联大电容用作无功功率缓冲环节，构成逆变器低阻抗的电源内阻特性，即电压源特性。以电流源为输入方式的逆变器，其直流侧需串联一个大电感作为无功元件，储存无功功率，构成逆变器高阻抗的电流源特性，提供稳定的直流电流输入，但是串入大电感往往会导致系统动态响应差，因此目前世界范围内大部分并网逆变器均采用以电压源输入为主的方式。目前，逆变器与电网并网运行的输出控制模式可分为电压型控制模式和电流型控制模式。电压型控制模式的原理是以输出电压作为受控量，系统输出与电网电压同频同相的电压信号，整个系统相当于一个内阻很小的受控电压源。电流型控制模式的原理则是以输出电流作为受控目标，系统输出与电网电压同频同相的电流信号，整个系统相当于一个内阻较大的受控电流源。由于电网可看作容量无穷大的电压源，如果光伏并网逆变器的输出采用电压控制，则实际上就是一个电压源与电压源并联运行的系统，这种情况下要保证系统稳定运行，就必须采用锁相控制技术使逆变器输出电压与电网电压相位完全一致，并且要保证两者输出频率的一致性。如果逆变器的输出采用电流控制，则只需控制逆变器的输出电流跟踪电网电压，控制逆变输出电流与电网电压同频同相，即可达到电流源与电压源并联运行的目的。本文所采用的控制方案采用电流型控制模式，将并网逆变器的输出电流作为被控制量，实时的控制输出电流以使逆变输出电流与电网电压同频同相，达到并网发电的目的。2.2 光伏并网逆变器控制目标光伏并网系统是将太阳能电池板产生的直流电转化为正弦交流电，从而向电网供电的装置。并网逆变器的输出电流为被控量，并网逆变工作方式下的等效电路和电压电流矢量图如图2-2所示，图中Ua为逆变电路交流侧电压，Unet为电网电压。因为并网逆变器的输出滤波电感L的存在会使逆变电路的交流侧电压与电网电压之间存在相位差，为了满足输出电流与电网电压同相位的关系，逆变输出电压要滞后于电网电压。图2-2 并网时的等效电路和电压电流矢量图在光伏并网发电系统中，并网逆变器工作在有源逆变状态且其功率因数应为1，以保证不对电网造成污染。当电网电压Unet一定时，若控制Ua沿ab方向调节，则从矢量图中可以看出电感电压矢量UL滞后电网电压矢量Unet 90°，并网输出的电流I超前电感电压矢量UL 90°，即与电网电压同相位，从而实现无污染的并网输出。2.3 基于SPWM的电压/电流型并网逆变器控制的研究2.3.1 控制系统数学模型单相光伏并网系统的主电路拓扑结构为一个H桥，如图2-3所示，通过功率器件的换相，直流能量转换成适合于馈入电网的交流能量，由于电网反映电压源的特性，因此，馈入电网的能量应以电流源的形式出现。通过交流侧电感的滤波作用，逆变桥输出的SPWM电压波形转换成适合于馈入电网的正弦波电流。桥路功率开关器件的通断由以DSP芯片为核心的弱电控制主板产生的SPWM波控制。图2-3 主电路拓扑结构对逆变器输出端电路，图2-3中取流经滤波电感L的电流iL为状态变量。则由图2-3可得： (2.1)经过Laplace变换，可解出Il(s): (2.2)其中，Uab是未经滤波的逆变器输出电压；G3(s)为滤波电路传递函数；RL为电感及交流进线的等效电阻。如果忽略功率开关器件T1T4开关延时及死区时间的非线性影响，SPWM控制方式下的桥式逆变环节为一个纯滞后环节，可等效为一个小惯性环节15，传递函数为： (2.3)其中，TPWM是一个开关周期，当开关频率取10kHz时，TPWM为100us，KPWM为逆变器增益，与PI调节器的最大限幅值有关，由式(2.2)和(2.3)可得到系统的并网电流闭环结构图，如图2-4所示：图2-4电流闭环结构图不对逆变系统进行任何控制的情况下，系统被控对象的传递函数为：= (2.4)式（2.4）中，L为逆变器滤波电感，RL为电感及交流进线的等效电阻，a为反馈系数。不进行控制的逆变系统是一个有差系统，存在原理性稳态误差，响应时间较长；而且该系统不是一个最小相位系统，稳定性差。2.3.2 PI参数的设计为获取理想的动态稳定性，并实现系统的快速响应，将系统设计为一个二阶系统，我们用二阶最佳工程设计法16对PI调节器参数进行整定。二阶闭环系统闭环传递函数一般形式为： (T1 < T2) (2.5)根据控制理论，使二阶系统的输出获得理想的动态品质，即该系统的输出量快速完全跟踪给定量，可推导出二阶品质最佳系统的开环传递函数为： (2.6)式（2.6）即为二阶品质最佳的基本公式。从快速性和稳定性角度来看，用数字信号处理器DSP对逆变器系统进行动态校正，就是要求DSP与逆变器系统一起组成的闭环系统具有二阶最佳设计的基本形式17。令PI调节器传递函数为： (2.7)其中，KP为调节器的比例放大系数；KI为积分时间常数。为使调节器抵消并网逆变器系统中较大的时间常数，可选择 (2.8)于是可得控制系统的开环传递函数为： (2.9)比较（2.9）与（2.6）的系数得(2.10)可得 (2.11)带入 （2.8） ，得 (2.12)校正后系统的开环传递函数为I型系统13,14，其形式为： (2.13)闭环传递函数为： （2.14）该电流跟踪控制环节的设计核心基于传统的PI控制技术，属于经典控制理论的范畴。PI参数的整定建立在逆变器传递函数模型确定的基础上，式（2.3）给出的逆变器传递函数是一种经验模型，因此，给出的P、I参数的计算值是一种理论指导值，实际调试中因为小时间常数、分布参数的影响，需对P、I的参数值予以适当调整。2.3.3 基于SPWM的电压/电流型并网逆变器的控制方法本文所研究的光伏并网逆变器，受控量为输出电流，系统为电压型电流源逆变器。与滞环电流控制系统相比，基于SPWM控制的电流跟踪系统具有固定的开关频率，它是将PWM载波频率固定不变，以电流偏差调节信号作为调制信号的PWM控制方法，具有算法简单、物理意义清晰、实现方便的优点。另外，开关频率固定，可以使输出侧的滤波电感容易设计，减少功率器件的开关损耗。综合考虑以上因素，本文采用有效值外环、瞬时值内环的控制方法，控制框图如2-5所示逆变器并网运行时工作在电流闭环状态，开关S1接至节点1，以输出电流作为受控对象，输出电压略高于电网电压，通过数字锁相环技术保证输出电流与电网电压同频同相，当电流环建立起来后并且稳定后开关S3闭合。即逆变器的输出电压、电流的有效值（RMS）组成控制外环，输出波形构成逆变器的内环，双闭环的控制结构同时保证了输出电压、电流的幅值与波形满足设计要求，并且具有带负载能力强，动态响应速度快的优点。采用这种控制策略，可使逆变电源很容易在两种工作模式下进行切换，可以实现零电流并网，从而能取得很好的控制效果。图2-5 逆变器控制结构图其控制过程是：输出电压/电流经过采样后，经预测控制算法后作为有效值计算同时与给定参考信号的有效值进行比较，得到的误差信号经外环PI调节器处理后的输出作为内环参考正弦波的幅值，这个幅值乘以与电网电压同频同相的单位正弦波后作为内环给定信号；内环给定信号与输出电流瞬时值进行比较，得到的误差信号经内环PI调节器运算处理后，得到内环的控制信号；最后这个控制信号被送入PWM发生器，与三角载波调制比较后产生的PWM信号，经驱动电路隔离、放大后，再驱动功率开关器件T1-T4，最后经滤波电感L，馈入与电网电压同频、同相的正弦波电流iL。在并网电流的跟踪控制过程中，为了抵消电网电压及其扰动量的影响，系统采用电网电压前馈控制；同时，由于硬件A/D采样电路使用了阻容滤波，本身具有的延迟作用使A/D采样值滞后于实际值，如果此时使用该A/D值进行运算，必将产生误差，因此需对并网电流和电网电压采样值进行预测算法处理以获得更接近实际值的数据。为了实现电网电压的精确对消，其前馈通道增益应该为逆变桥增益的倒数，若逆变桥的增益为KPWM，则电网电压前馈通道增益值应该为1/KPWM。从补偿原理上来看，前馈补偿实际上是采用开环控制方式去补偿可测量的扰动信号，因此前馈补偿并不改变控制系统的特性；从抑制扰动的角度来看，前馈补偿可以减轻反馈控制的负担，可使反馈控制系统的增益可以取得小一些，这有利于系统的稳定性18。在软件控制过程中采用预测控制方法19，对于克服由于电网电压的谐波、毛刺以及其他干扰因素等所带来的系统不稳定，具有明显的实际效果。另外一个使用预测控制的重要原因是为了尽量减小A/D采集中毛刺信号的干扰，系统中使用了滤波电路，从而使A/D采集的数据滞后于实际的信号，该滞后时间和DSP的定时采样周期可以比拟，无法忽略。具体的预测方法如下：图2-6 预测公式计算示意图预测公式的计算如图2-6所示，其中，xi相当于采样时间，xi-xi-1=T；wi对应于每个xi时刻的A/D采样值，x4为当前A/D采样值，wm为预测值，xm-x4=T/2。预测公式如下：由泰勒展开公式可知： (2.15)系统中，由于T很小，采样点间隔很小，所以在计算导数公式时，由线性公式近似代替可得： (2.16) (2.17)式中wn为A/D采样值；xn为定时器中断点。取t=T/2，则 (2.18)其中x2-x1=x3-x2=x4-x3=T 。使用上述公式计算，更加方便，且在运算过程中结果不会溢出。2.3.4 SPWM信号的产生原理SPWM 就是在对一个正弦波进行脉宽调制时，使脉冲系列的占空比按正弦规律来排列。当正弦值为最大值时，脉冲的宽度也最大，而脉冲间的间隔则最小。反之，当正弦值较小时，脉冲的宽度也较小，而脉冲间的间隔则较大，如图 2-7所示。图2-7 正弦波脉宽调制（SPWM）示意图如图 2-7 所示，调制信号为正弦波UM sint，电压峰值为UM，载波信号三角波的电压峰值为US，周期为Tc，并设定在每个三角波周期中只对正弦波采样一次，如在t1时刻对正弦波进行采样，通过采样点作平行于时间轴的水平线，在周期Tc内与三角波的交点为E和F点，EF 即为 SPWM 的导通时间ton=2ton1,SPWM的截止时间为toff=Tc-ton=2toff1,由图2-5可以得到： (2.19)图2-8 对称规则采样法生成SPWM由图2-8，根据三角形相似原理，通过几何运算，可得ton1的计算公式为: (2.20)2.4 并网逆变器中同步锁相环的研究在光伏并网发电系统中，为了保证并网电流和电压严格同频、同相（只有在功率调节器中出于无功功率补偿的需要，才可控的实现一定的相位差），锁相环（PLLPhase-Locked Loop）的使用是必不可少的，它的作用是调节逆变器输出的频率和相位，使其和输入逐渐进入同步锁定状态。2.4.1 软件锁相环的基本原理软件锁相环路的基本组成如图2-9所示，输入信号必须是一个经过整形的TTL电平信号，鉴相程序可以识别出计数器输出的取样信号相位与输入信号相位之间的相位差；环路滤波软件控制着环路相位校正的速度与精度；PCC为可编程控制计数器，也可将其称为本地受控定时器，其计数周期受环路滤波软件的控制。由于周期（或频率）与相位之间满足简单的积分关系，而周期（或频率）的检测在技术上较相位检测方便，因此在实际系统中往往取周期（或频率）为独立变量。图2-9 软件锁相环SPLL的一般组成2.4.2 基于光伏并网控制的软件锁相环的工作原理光伏并网控制系统中的锁相控制环节由硬件和软件两部分综合完成，电网电压采样后通过硬件电路整形成与其同步的TTL方波信号，此信号送入DSP的CAP1口捕捉其上升沿，同时DSP内部为CAP1口分配一个计数器，将该计数器设置为递增计数模式，在捕捉中断到来时开始复位重新计数。软件鉴相程序可方便的判断信号源（表示电网电压信号）与F2407周期寄存器T1PR（表示参考电流信号）相位的超前和滞后。上升沿到来时引发中断程序，读取捕捉中断计数时基的计数值，记为Tin；读取周期寄存器当前计数值，记为Tref，则Tref和Tin分别为锁相环的参考输入和反馈输入。环路滤波程序即一套软件锁相算法，实现Tin对Tref的跟踪功能。锁相算法有多种实现方案。软件锁相算法的运算结果重新送入周期寄存器中，使得F2407的周期寄存器T1PR相位跟踪电网电压相位变化，从而达到相位跟踪的目的。在并网软件锁相系统中，根据F2407的EV模块产生SPWM波的原理可知，周期寄存器T1PR的值等于输出SPWM波的载波周期，T1PR的值与载波比的乘积的2倍即为并网电流的基波周期。上述锁相过程可用流程图如图2-10所示：图2-10 并网软件锁相环程序流程若CPU时钟频率为10MHz，则周期寄存器T1PR每增加1，则对应并网逆变器输出电流周期增加30us（计算公式为：载波比*2/fcpu）。若CPU时钟频率为20MHz，则相应T1PR的单位增量，对应的输出周期值的增量为15us，可见DSP的时钟频率是影响SPLL速率的一个因素。而软件锁相算法则是影响SPLL的另一个因素。2.4.3 并网控制中的锁相算法分析与模拟锁相环相比，软件锁相环的实现要简单得多。通过硬件辅助，锁相环的实质就是对，使T1PR跟踪给定Tref（电网电压周期）的变化。用示意图表示如图2-11所示:图2-11 并网控制中软件锁相环的实质因为在调节过程中频率不能变化太大，需要对锁相算法结果进行限幅，使输出电流周期在TmaxTmin。范围内波动。同时，限幅环节保证了输出频率在50Hz左右，可起到了防止锁相环失锁的功能。算法一：逐次逼近算法该算法的指导思想是：若误差(e=TrefTin)小于零，使周期寄存器TPR长度减1；反之，若误差大于零，使TPR的值加1；如此反复调整后控制误差在一个极小的范围内来回摆动。该算法的实质就是通过反复调整TPR，且每次调整量为1个计数长度，来使Tin渐次逼近Tref，它实际上是一个以软件实现的简单比例调节系统。这种算法的缺点是锁相时间相对较长。举例说，调整并网电流从50Hz变化为51Hz，需要的调整时间为52个中断周期，但其优点是超调量为零。算法二：最优时间PLL图2-12示出了最优时间法的锁相过程。图(a)(b)分别表示输入和输出信号，图(c)表示调节增量。当(a)的周期在t=t0时从T1变化到T2(在PLL中一般都选择周期而不是频率作为变量进行分析)，(b)跟踪(a)，但(b)对变化的响应有一个周期的误差，因为只有到下一个中断t=t1时，PLL才能侦测出这个误差，按照最快跟踪的原则，在下一个中断t=t2时PLL才补偿这个误差增量。图2-12 最优时间PLL算法示意图这种锁相调节器对输入信号的跟踪仅需2个中断周期，但实验及仿真结果表明，其超调量达到了几乎100%，这将导致并网逆变器输出波形的剧烈震荡，可能会导致严重后果，因此实际并网系统中不宜采用。显然，光伏并网发电的实践需要一个比较执中的PLL方案。上面提出的算法(1)属于具有最小超调量，但锁相速度最慢的情况，算法(2)具有最快响应时间，但几乎达到100%的超调量。从PLL的数学模型理解，锁相算法的设计，本质上即选择合适的和n以协调锁相速度和调节时间之间的矛盾。2.5 本章小结本章分析光伏并网逆变器的控制目标，并介绍了常用的并网逆变控制方法。本章对并网逆变器的各种控制策略进行了比较的基础上，采用有效值外环、瞬时值内环的控制策略。本章同时介绍了数字锁相环在光伏并网逆变器中的应用，并分析了并网控制中的锁相算法。第三章 光伏并网发电系统软件设计3.1 系统主程序流程图主程序主要处理实时性要求较低的功能，如各设定量及设定工作状态的测取，这些设定包括内外环调节器参数，直流侧电压给定，系统工作状态等。主程序还应当包括系统初始化、启停机判断、提供监控及等待中断，系统的初始化是指特殊功能寄存器和通用寄存器初始化以及各事件管理模块的初始化等。程序流程如图3-1所示。图3-1 主程序流程图/系统初始化子程序void initial()SINT;/符号扩展位有效OINT;/累加器结果正常溢出CINT;/B0被配置为数据存储空间*SCSR1=0X81FE;/系统控制和状态寄存器1，4倍频,最高频率40M*WDCR=0X0E8;/不使能看门狗*IMR=0X0000;*IFR=0X0FFFF;/中断标志寄存器，清除全部中断标志*IMR=0X0001;/中断屏蔽寄存器，允许INT1中断WSGR=0x00;/禁止所有的等待状态main()disable();/禁止总中断initial();/系统初始化pwminitial();/PWM初始化ADINIT();/AD初始化子程序enable();/开总中断*T1CON=*T1CON|0x0040;/启动定时器1ADSOC();/启动AD转换while(1)while(p1>p0)D0=D0-10;*CMPR1=D0;while(p1<p0)D0=D0+10;*CMPR1=D0;while(p1=p0)D0=D0;*CMPR1=D0;系统在复位进行C语言环境配置，配置结束后进入由C语言编写的主程序，主程序首先进行系统的配置和初始化，主要包括CPU时钟内部采用4倍频（即40MHz）、各种外设的使能、中断配置等，其中程序和数据块存储区的定位在Command文件中完成。由EVB产生DC-AC的控制信号频率。3.2 定时器中断子程序中断服务程序适用于处理实时性要求较高的功能，如反馈电流的测取、同步电压的发生、各种实时运算、SPWM模式发生及脉冲输出等。另外，虽然直流侧输出电压是个慢变信号，但为了与实时控制有良好的对应性，直流电压采样也应置于中断服务程序中。系统的SPWM波是通过DSP的脉宽调制电路产生的，借助于DSP的T1定时器和比较单元CMPR1来完成，根据产生对称波形的原理，T1工作在连续增/减计数模式。由T2定时器的周期中断触发A/D转换，A/D转换结束后，触发ADC中断。在中断服务程序中进行A/D结果的读取，对结果进行线性校正、数字滤波、有效值的计算等操作，并实时更新比较单元的值。此子程序主要完成A/D采样、查正弦表、产生SPWM波、直流与交流的PI控制等功能。/AD初始化子程序void ADINIT()*T2CNT=0X0000;/定时器计数寄存器，T2计数器清零*T2CON=0X170C;/T2为连续增计数模式，128分频，用内部时钟,320K*T2PR=64;/定时器周期寄存器/设置T2的周期寄存器,采样频率5K*GPTCONA=0X400;/全局通用定时器控制寄存器A/T2周期中断标志触发AD转换*EVAIFRA=0X0FFFF;/EVA中断标志寄存器，清除EVA中断标志，写1清0*ADCTRL1=0X10;/ADC控制寄存器1/采样时间窗口预定标位ACQPS3-ACQPS0为0/转换时间预定标位CPS为0，AD为启动/停止模式/排序器为级连工作方式，且禁止特殊的两种工作模式*ADCTRL2=0X8404;/ADC控制寄存器1/用EVB的一个事件信号触发AD转换，用中断模式1*MAXCONV=0X01;/最大转换通道寄存器，2通道*CHSELSEQ1=0x10;/ADC输入通道排序控制寄存器，选择1，2通道/PWM初始化子程序int pwminitial()*MCRA=*MCRC|0x001E;/I/O口复用控制寄存器PWM1-2，2路*ACTRA=0X0006;/比较方式控制寄存器*T1CON=0X1000;/定时器1连续增模式，1分频，频率40M*DBTCONA=0X0F28;/死区控制寄存器A，1.5us*CMPR1=1000;/PWM1，2*T1PR=2000;/定时器1的周期,频率20K*COMCONA=0X8200;/比较控制寄存器，使能比较操作*EVAIFRA=*EVBIFRA|0X0001;/清中断标志*EVAIMRA=0X0001;/允许定时器2的周期中断T2CONT具体的程序流程如图3-2所示:图3-2 SPWM产生中断服务程序3.3 软件锁相环的设计市电电压信号经频率检测，确定市电频率是否满足精度要求。考虑到我国电网实情，该值一般在50Hz左右。因此，可根据两次捕获中断的时间间隔来排除毛刺信号产生的捕获中断。其实在跟踪市电时并不需要太快，因为跟踪太快必然会影响输出波形，而且市电本身频率和相位就是变化的，跟踪太快就可能会影响输出的稳定性。因此在进行调频和调相之前首先应根据合适的跟踪速度来确定跟踪的具体方案，大体上可以把调频和调相的方法分为两种，一种是调频和调相一起实现，调频的同时就实现了调相，这种方法通常跟踪速度较快，输出波形频率变化波动较大，而且需要根据具体的输入频率情况进行实时计算；另一种方法是调频和调相分开进行，首先实现输出和输入的频率一致同时也有一定程度的调相，然后再考虑调相，最终实现频率和相位的一致。前一种方法会影响所有基准表格数据的输出间隔，但保证一个完整的正弦波形；后一种方法在调整相位时可能会使输出波形有甚微的偏离正弦，但保证频率稳定。本文采用后一种方法，大体思想是当检测到输入频率高于（低于）正常规定范围时，按照一定步长逐渐增大（减小）PWM周期计时器值，直到输出频率在允许范围内。同样，调节相位也是按照同样方式进行，当发现相位超前则调整查表顺序使输出滞后一定相位，反之使输出超前一定相位，这种方法可以计算出最大的锁相时间，所以就可以根据所要求的参数来确定最小相位调节幅度，并且最终锁相的稳态误差就是一个相位的基本调节单位。这种实现方法简单、直观、实现方便、稳态误差较小且可以控制。本文设计的SPLL，系统框图如图3-3所示。图3-3 SPLL程序流程图从图3-3中看到，第一步首先判断频率是否超限，如果超限则输出稳定的正弦波。第二步根据所得到的误差大小，采取相应的措施调整下一个周期计数器值。当频率满足要求以后，第三步就可以进行调相，如前所述在本文软件设计中，基准是一个正弦表格，因此调相只需要改变读表指针即可（本文中P为基准指针变量）。如果发现捕获到逆变器的输出电流波形超前于市电，那么只需要把P值减小一定值就相当于把基准往后移相了，同样输出电流波形落后于市电，那么只需要把值增大一定值就相当于把基准往前移相了，这样最终就可以实现锁相。其中第二步频率调节的基本思想是：电网电压的频率变化范围一般在48Hz-52Hz之间，事先可以设定并网电流的频率为50Hz。SPWM载波频率为20KHz，改变该载波频率将导致并网输出电流频率的改变，所以不断调整载波频率（即调整波载波周期寄存器TIPR的值）可