半导体器件原理课件.ppt
2023/3/22,1,Semiconductor Devices,第四章：单极型器件,4.1 金属半导体接触4.2 肖特基势垒二极管SBD4.3 欧姆接触4.4 结型场效应晶体管JFET4.5 肖特基栅场效应晶体管MESFET4.6 异质结MESFET,2023/3/22,2,Semiconductor Devices,简介,单极型器件是指基本上只有一种类型的载流子参与导电过程的半导体器件。主要讨论以下五种类型的单极型器件：金属半导体接触(M/S SBD)；结型场效应晶体管（JFET）；金半(肖特基栅)场效应晶体管（MESFET）；金属氧化物半导体二极管(MOS Diode)；金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）,2023/3/22,3,Semiconductor Devices,4.1 金属半导体接触,第一个实用的半导体器件是由金属半导体点接触形成的整流器，是一根金属触须压在半导体表面上构成的，这种半导体器件从1904年开始已经得到很多应用，目前使用平面工艺制作面接触。金属半导体接触的类型：具有整流作用的肖特基结和非整流作用的欧姆结。1938年，肖特基提出，半导体内稳定的空间电荷形成的势垒可能有整流作用。由此产生的势垒模型就是所谓肖特基势垒。金属半导体形成的具有整流效应的结称为肖特基结。金属半导体接触也可能是非整流性的,即不管所加电压极性如何，接触电阻均可忽略，这种金属半导体接触称为欧姆接触。为实现电子系统中的相互连接，所有半导体器件和集成电路都必须有欧姆接触。,4,Semiconductor Devices,M/S接触的形成,M/S结构通常是通过在干净的半导体表面淀积金属而形成。利用金属硅化物（Silicide）技术可以优化和减小接触电阻，有助于形成低电阻欧姆接触。,2023/3/22,2023/3/22,5,Semiconductor Devices,1、能带关系,金属和半导体接触时，由于金属的功函数一般和半导体的功函数不同，而存在接触电势差，结果在接触界面附近形成势垒，通常称为肖特基势垒。功函数是费米能级和真空能级的能量差（即对于金属为qm，对于半导体为qs）。半导体导带底和真空能级能量差称为电子亲和能q。金属半导体的接触势垒是指电子从金属进入半导体必须克服的势垒的高度。,6,Semiconductor Devices,金属和半导体的功函数功函数:W=EVAC-EF,(EVAC-真空中静止电子的能量,亦记作E0)功函数给出了固 体中EF处的电子 逃逸到真空所需 的最小能量.,2023/3/22,7,Semiconductor Devices,金属功函数Z,2023/3/22,8,Semiconductor Devices,关于功函数的几点说明:对金属而言,功函数Wm可看作是固定的.功函数Wm标志了电子在金属中被束缚的程度.对半导体而言,功函数与掺杂有关 功函数与表面有关.功函数是一个统计物理量,2023/3/22,9,Semiconductor Devices,对半导体,电子亲和能是固定的,功函数与掺杂有关,半导体功函数与杂质浓度的关系 n型半导体:WS=+(EC-EF)p型半导体:WS=+Eg-(EF-EV),2023/3/22,10,Semiconductor Devices,热平衡情形下M/S接触的能带图,假设金属与半导体功函数差为：Wms，且一般情况下不为0。当金属和半导体形成接触时，如果二者的功函数不同（费米能级不等），则会发生载流子浓度和电势的再分布，形成肖特基势垒。通常会出现电子从功函数小（费米能级高）的材料流向功函数大的材料，直到两材料体内各点的费米能级相同（即Ef 常数）为止。半导体体内载流子的再分布会形成载流子耗尽或积累，并在耗尽区或积累区发生能带弯曲，而在金属体内的载流子浓度和能带基本没有变化。,2023/3/22,11,Semiconductor Devices,金属和半导体接触电势差,一种典型情况:讨论M/n型半导体接触电势差-为了补偿两者功函数之差,金属与半导体之间产生电势差:Vms=(Ws Wm)/e当WmWs,Vms0(金属一边低电势)（阻挡层）通常可认为接触电势差全部降落于空间电荷区.,2023/3/22,12,Semiconductor Devices,2023/3/22,13,Semiconductor Devices,半导体一边的势垒高度:VD=Vms表面势半导体表面相对于体内的电势 Vs=Vms 金属一边的势垒高度(肖特基势垒-SB):eSB=ens=Wm 常常选择SB为描述金属/半导体接触势垒的基本物理量(SB几乎与外加电压无关),2023/3/22,14,Semiconductor Devices,能带,电荷分布,电场分布,2023/3/22,15,Semiconductor Devices,M/S接触的电势分布和Poisson方程,2023/3/22,16,Semiconductor Devices,2023/3/22,17,Semiconductor Devices,金属/半导体接触的几种情况,对M/n型半导体:WmWs 能带上弯-电子势垒 空间电荷电离施主 WmWs 能带下弯-电子势阱 空间电荷电子积累 势垒阻挡层,势阱反阻挡层,2023/3/22,18,Semiconductor Devices,WmWs电子势垒,WmWs电子势阱,2023/3/22,19,Semiconductor Devices,对M/p型半导体:WmWs 能带上弯-空穴势阱 空间电荷空穴积累 WmWs 能带下弯-空穴势垒 空间电荷电离受主 势垒阻挡层,势阱反阻挡层,2023/3/22,20,Semiconductor Devices,WmWs空穴势垒,WmWs空穴势阱,2023/3/22,2023/3/22,21,Semiconductor Devices,当金属与半导体形成紧密接触时，在热平衡下两种材料的费米能级必须相等。此外，真空能级必须是连续的。对于这种理想的情况，势垒高度qBn就是金属功函数和半导体电子亲和能之差，,2023/3/22,22,Semiconductor Devices,同样，对于理想的金属与P型半导体的接触，其势垒高度可用类似步骤确定：,2023/3/22,23,Semiconductor Devices,对给定的半导体，任何金属在n型衬底和p型衬底上的势垒高度之和总等于 n型半导体的自建电势为 又有：其中qVn为半导体的导带底和费米能级之差,2023/3/22,24,Semiconductor Devices,金属与n型半导体接触，金属一侧有负表面电荷，半导体一侧存在等量的但极性相反的正空间电荷。这种电荷分布和具有同样电场分布的P+-N结完全相同，由此得到半导体表面耗尽层宽度为：金属相对n型半导体加正电压（正向偏置）时，上式中外加电压V取正值；金属相对n型半导体加负电压即反向偏置时，外加电压V取负值。,2023/3/22,25,Semiconductor Devices,半导体内单位面积的空间电荷QSC（C/cm2）和单位面积耗尽层电容C（F/cm2）可表示为：,测量出CV曲线，即可得到杂质分布,或者,2023/3/22,26,Semiconductor Devices,2、界面态对势垒高度的影响,理论上,金属一边的势垒高度 eSB=ens=Wm 实际上,SB常常与金属的种类关系不太大,而主要取决于表面态(界面态)的影响:n型Si和n型GaAs的势垒高度测量值显示，Bn随Wm的增大而增大，但不是直线，这是因为在实际的金属半导体接触中，由于晶格不连续，在接触界面处产生大量的能量状态，这些能量状态叫做界面态或表面态，它们连续分布在禁带内，可能起施主或受主作用，影响势垒高度的实际值，对Si和GaAs，n型势垒高度被低估，p型势垒高度被高估。,2023/3/22,27,Semiconductor Devices,半导体表面处,禁带中存在表面态.半导体与其表面态通过交换电子,达到相互平衡 由于表面态的存在,半导体表面产生空间电荷区,能带弯曲.,2023/3/22,28,Semiconductor Devices,为了描述半导体表面态，引入中性能级q0：当q0以下的表面态全部被电子占据，而以上的全部空出时，半导体表面是中性的。低于q0的界面态没有电子占据时带正电，作用相当于施主，高于q0的界面态被电子占据时带负电，作用相当于受主。如果q0与半导体的EF重合，则界面态和半导体内部没有电子交换，界面的净电荷为0。如果q0EF，则电子从表面向体内转移，界面净电荷为正，q0EF，电子从体内向表面转移，界面净电荷为负。,2023/3/22,29,Semiconductor Devices,以M/n型半导体为例,且WmWs.单独考虑表面态:表面态在能隙中形成一个能带.设表面态的电中性能级距价带顶为e0由表面态的带电状态,表面态可分为:施主型表面态被电子占据时,呈电中性,失去电子后,呈正电性.受主型表面态空态时,呈电中性,得到电子后,呈负电性.,2023/3/22,30,Semiconductor Devices,对大多数半导体,表面态电中性能级距价带顶大约有 e0=Eg 对p型半导体,本征表面态常为施主型 对n型半导体,本征表面态常为受主型,2023/3/22,31,Semiconductor Devices,半导体与其表面态通过交换电子,达到相互平衡,具有统一的EF.当表面态的密度很大,EF被表面态钉扎(钉扎于表面态电中性能级).对n型半导体:eVD=Eg e0(Ec EF)n 对p型半导体:eVD=e0(EF EV)p,2023/3/22,32,Semiconductor Devices,考虑金属/半导体:当带有表面态的半导体与金属接触,要考虑这三者之间的电子交换.平衡时,金属,表面态和半导体具有统一的EF.,2023/3/22,33,Semiconductor Devices,对金属/半导体接触势垒的小结:仍以M/n-S,势垒接触(WmWs)为例:eSB=eVD+(Ec EF)n 当不考虑表面态:eSB=Wm 当表面态的密度很高:eSB=Eg e0-肖特基势垒高度与金属的Wm无关.,2023/3/22,34,Semiconductor Devices,一般情况下,可介于二者之间,则有:eSB=(1-S)(Eg e0)+S(Wm)S称为界面行为因子(与半导体材料有关,与制造工艺有关)当表面态密度很小,S1 当表面态密度很大,S0,2023/3/22,35,Semiconductor Devices,3、肖特基效应,镜像力使肖特基势垒高度降低。半导体中距离金属表面x处的电子会在金属上感应一个正电荷，这个正电荷称为镜像电荷，电子与这个正电荷之间的引力等于电子与位于x处等量正电荷之间的静电引力，称为镜像力。由库仑定律，镜像力为：距离金属表面x处的电子的势能等于把无穷远处的一个电子迁移到x处需要作的功，因此：,2023/3/22,36,Semiconductor Devices,这个势能叠加到理想肖特基势能上，将使原来的肖特基势垒曲线在x0处下降，即肖特基势垒降低，这种效应称为肖特基效应。大电场下，肖特基势垒被镜像力降低很多。镜像力使肖特基势垒降低的前提是金属表面附近的半导体导带底要有电子存在，势垒本身的高度由金半功函数和表面态决定，与电子是否存在无关。所以在测量势垒高度时，如果所用方法与电子在金属与半导体间的输运有关，则所得结果将比实际值要低。如果测量方法只与耗尽区的空间电荷有关，而不涉及电子输运，如电容法，则测量结果不受镜像力影响。同样，空穴也产生镜像力，它使半导体能带的价带顶在边界附近向上弯曲，使接触处能带变窄。,2023/3/22,37,Semiconductor Devices,肖特基势垒高度对实用肖特基势垒二极管SBD的电学性质有重要影响，连续调整肖特基势垒高度的方法有：用金属的合金作为肖特基势垒金属，所得势垒高度随合金的组分线性变化；在不同气氛下对半导体表面或金半势垒进行热处理，从而改变金半之间薄界面层厚度和性质，以此改变肖特基势垒高度，但较难得到稳定的器件性能；在半导体表面作掺杂层。是目前广泛使用的方法，为使有效势垒降低，表面层掺入与半导体衬底同型的杂质，为使有效势垒高度增加，则在表面层掺入与衬底反型的杂质。,2023/3/22,38,Semiconductor Devices,4.2 肖特基势垒二极管（SBD）,肖特基势垒中的电流主要由半导体中的多子承担，没有少子的注入和复合问题，故比pn结二极管有优良的高频特性。SBD通常采用迁移率大的n型材料制造。开关速度比pn结二极管大4个数量级。根据工作状态、结构特点和应用范围，可用于微波检波和混频（正向IV非线性），肖特基变容管（CV特性），箝位二极管（正向导通），光电二极管，雪崩二极管（反偏势垒特性）以及作为MESFET的控制栅极。,2023/3/22,39,Semiconductor Devices,1、典型结构,在n衬底外延1m厚的轻掺杂层，电阻率约1cm，外延层的作用是加宽耗尽层，减小耗尽层电容，提高二极管的击穿电压，p保护环可以避免反向应用时的边缘击穿和沟道效应。势垒金属用蒸发、溅射、电镀等方法沉积于清洁的半导体材料上，要在高真空下，防止形成界面氧化层。金属材料主要有Au、Al、Pt、W、Ti、Ni、Ag及其合金，衬底材料主要有Si、GaAs、InP、SiC、ZnO等。,2023/3/22,40,Semiconductor Devices,Semiconductor Devices,2、伏安特性的定性图象,定性图象-阻挡层的整流作用:(仍讨论M/n-S 形成电子势垒)M/S接触是多子器件.对M/n-S 形成的电子势垒,其输运特性主要由电子决定.正向偏置,半导体一侧电子势垒降低,可形成较大的正向电流.反向偏置,半导体一侧电子势垒升高,反向电流很小.当反向偏置加大,反向电流可趋于饱和.,2023/3/22,41,Semiconductor Devices,图7-10,2023/3/22,42,Semiconductor Devices,1938年，W.Schottky提出了基于整流二极管的理论，称为肖特基二极管理论。这一理论以金属和半导体功函数差为基础。要定量讨论I-V特性,必须讨论电子是怎样越过势垒的.两种近似模型:扩散理论势垒区较厚,制约正向电流的主要是电子在空间电荷区的扩散过程 热电子发射理论载流子的迁移率较高,电子能否通过势垒区,主要受制于势垒高度.,2023/3/22,43,Semiconductor Devices,2023/3/22,44,2023/3/22,45,Semiconductor Devices,金属半导体接触在热离子发射情况下的伏安特性：,其中,除多子电流外，还存在少子电流，由金属向半导体中注入少子（空穴），空穴的注入和p+n结情况一样，其电流密度为：,其中,Semiconductor Devices,n为理想因子，I0为与不依赖电压的部分，非理想效应用n的取值来反映，n 通常取1.0-1.21）其中I0 通过外推得到。2）可以从以前的式子得到势垒高度，在分析中势垒降低必须考虑。3）n从曲线斜率得到。,2023/3/22,46,Semiconductor Devices,肖特基势垒二极管(SBD)p-n结二极管肖特基势垒二极管,2023/3/22,47,Semiconductor Devices,肖特基势垒二极管是多子器件,有优良的高频特性.一般情况下,不必考虑少子的注入和复合.肖特基势垒二极管有较低的正向导通电压.反向击穿电压较低,反向漏电较高.肖特基势垒二极管具有制备上的优势.,2023/3/22,48,Semiconductor Devices,2023/3/22,49,2023/3/22,50,Semiconductor Devices,例：对于W-Si SBD，ND=1016cm-3，JS=6.510-5A/cm2,试求：(1)(2)耗尽区宽度 W(3)JS/Jp0(设Si中p10-6s，T300K，NC2.81019cm-3),正常工作条件下，少子电流比多子电流小几个数量级以上，因此肖特基器件是单极型器件。,2023/3/22,51,Semiconductor Devices,3、简单应用,箝位晶体管 在数字电路中广泛应用。由于SBD导通电压低，只需0.2-0.3V即正向导通，晶体管不进入深饱和状态。由于SBD几乎没有少子存贮效应，开关时间可达到毫秒量级，且与硅工艺兼容。常用在晶体管集电极与基极之间，组成一个饱和时间常数很短的组合晶体管。SBD检波器和混频器。,2023/3/22,52,Semiconductor Devices,4.3欧姆接触,定义接触电阻与半导体的体电阻或串联电阻相比可以略去不计的金属半导体接触为欧姆接触。作为器件引线，一个满意的欧姆接触不应显著降低器件性能。即，需要通过的电流在欧姆结上产生的电压降要远小于在器件有源区产生的电压降。表示欧姆接触性质的参量是比接触电阻（接触电阻率，又称特征电阻），其定义为,2023/3/22,53,Semiconductor Devices,对于低掺杂浓度的金属半导体接触，,为了有小的接触电阻C，需要用低势垒高度的接触。,2023/3/22,54,Semiconductor Devices,对于高掺杂浓度的接触，势垒宽度变得很窄，隧道电流可能起支配作用，隧道电流与穿透几率成正比：,又耗尽层厚度为：,式中，,当隧道电流占主导地位时，即在隧道效应范围内，接触电阻率强烈依赖于掺杂浓度，且随 因子指数下降。,因此，,2023/3/22,55,Semiconductor Devices,讨论：,因此，为获得小的接触电阻C，需要用高掺杂浓度或低势垒高度的接触，或二者都用。掺杂在1019cm-3以上时，金半接触的隧道效应显著，为场发射情况。C主要受隧道效应支配，且随杂质浓度的增加迅速下降。掺杂在10141017cm-3时，温度在室温以上时，金半接触的电流以热电子发射为主，C基本上与掺杂无关。掺杂在10171018cm-3时，既有热电子发射电流又有隧道效应引起的场发射电流，称为热电子场发射情况。,2023/3/22,56,Semiconductor Devices,影响接触电阻的因素有半导体掺杂浓度，金半接触势垒高度，温度，电子有效质量，半导体表面玷污等，其中最重要的是掺杂浓度和势垒高度。半导体重掺杂能与许多金属形成接近理想的欧姆接触，而轻掺杂与金属形成欧姆接触时必须选择势垒高度很低的金属或合金才行。,2023/3/22,57,Semiconductor Devices,4.4结型场效应晶体管（JFET）,这种器件最早在1952年开始研究。结型场效应晶体管是通过外加栅极电压来改变栅结空间电荷区的宽度，从而控制沟道导电能力的一种场效应器件，即用一个或一个以上的反向偏置pn结的耗尽区去调制电流通过的截面积。电流中只包含有一种极性的载流子，所以JFET是单极型器件。此种器件已广泛用于小信号放大器、电流限制器、电压控制电阻器、开关及音响电路和集成电路中。,2023/3/22,58,Semiconductor Devices,1、工作原理,(1)基本结构 在一块低掺杂的N型半导体晶片上，上下两侧对称制作两个高浓度P+区，与N区形成两个对称的P+N结。在N区的左右两端各作一个欧姆接触电极，分别称为源极和漏极，记以S和D。P+区也分别制作欧姆电极并相连，所引出的电极称为栅极，记以G。两个P+N结中间（除去空间电荷区部分）区域称为沟道。器件的基本结构尺寸是：沟道长度L，沟道宽度Z，沟道深度（两个p+n结之间的距离）2a。而P沟JFET是在P型半导体晶片上，上下两侧制作两个高浓度N+区，与P区形成两个对称的N+P结，然后分别引出电极而成。N沟和P沟是以导电沟道类型划分的。,2023/3/22,59,Semiconductor Devices,实际上，JFET可以认为是由一个带有两个欧姆接触的导电沟道构成，一个欧姆接触作源极，另一个作漏极。当漏极加相对源极为正的电压，电子流从源流到漏，所以源产生载流子，漏收集载流子，第三个电极是栅极，它和沟道构成一个整流结。N沟JFET沟道中参与运载电流的是电子，而P沟则是空穴，不管是N沟还是P沟，运载电流的都是单一的多数载流子，因此，场效应晶体管是单极型晶体管。N沟JFET优于P沟JFET,2023/3/22,60,Semiconductor Devices,(2)器件的类型和代表符号 场效应器件除了有N沟和P沟的区分外，按零栅压时器件的工作状态，又可分为耗尽型（常开）和增强型（常关）两大类。栅压为零时已存在导电沟道的器件，称为耗尽型器件，相反则为增强型器件。臂如，若沟道为高阻材料，当栅压为零时，栅结扩散电势Vbi已使沟道完全耗尽而夹断，因而栅压为零时不存在导电沟道。这种只有当施加一定的正向栅压才能形成导电沟道的器件，称为增强型器件。增强型器件在高速低功耗电路中有很大的使用前途。因此，JEFT总共可分成N沟耗尽型、N沟增强型、P沟耗尽型、P沟增强型四大类。其中箭头的方向代表空穴流的方向。JFET一般都是耗尽型的。,2023/3/22,61,Semiconductor Devices,(3)JFET的输出特性 JFET的IDS 和VDS之间特性称为输出特性。下面分VGS=0和VGS0两种情况说明IDS随VDS的增加而变化的特性。VGS=0（即栅极与源极短路）时的漏极特性。若VDS=0，此时P+N结处于平衡状态，,式中NDN型沟道区的掺杂浓度；L、Z沟道的长度和宽度；2a沟道的深度；h栅结零偏时的空间电荷区宽度。,2023/3/22,62,Semiconductor Devices,（a）当漏极加上一个很小的正电位（即VDS0）时，将有电子自源端流向漏端，形成了自漏极流向源极的漏源电流IDS。这一电流在沟道电阻上产生的压降使得沟道区沿电流流动方向的电位不再相等。由于P+区可视为是等电位的，因而沿沟道长度方向栅结上的实际偏压也由原来的零偏发生了大小不等的变化：靠近源端，由于VGS0，故空间电荷区窄而沟道厚度大，而靠近漏端栅结反向偏压大，故空间电荷区宽而沟道厚度小。当VDS小于栅结接触电位差Vbi时，沟道耗尽层的这种变化可以忽略，沟道电阻可近似地用上式表示，此时沟道电流IDS与VDS成正比。（b）随着VDS增加，耗尽层的扩展与沟道的变窄已不能忽略，沟道电阻的增加使得IDS随VDS的增加逐渐变缓，当VDS=VDSat 时，沟道漏端两耗尽层相会在P点，此处沟道宽度减小到零，即沟道被夹断，P点为夹断点，在夹断点可以有一个大电流流过耗尽区，称为饱和电流IDsat。对于突变结P+N，VG0时，可得到相应漏电压，这个电压值称为饱和电压，式中Vbi是栅结的内建电势。,2023/3/22,63,Semiconductor Devices,（c）夹断之后，当VDS进一步增加，即VDS VDSat 时，漏端的耗尽层更厚，两耗尽层的相会点P向源端移动。当沟道载流子运动到沟道夹断点P时，立即被夹断区的强场扫向漏极，形成漏电流。这样，单位时间内源到达P点的电子数目基本不变，因而沟道内的电流也不变，这是因为沟道内从源到P点的电压保持不变。因此，漏电流仍由导电沟道的电特性决定。由于夹断点的电位始终等于VDSat，若夹断点P移动的距离远远小于沟道长度L时，可以认为夹断后的IDS 不再随VDS的增大而变化，而是趋于饱和。,2023/3/22,64,Semiconductor Devices,VGS0时的漏特性。对于N沟JFET来说，当P+N结上外加反向偏压时，即VGS0，耗尽层宽度增加，对于小的VDS，沟道仍起电阻作用，但由于电流通过的截面积减小了，沟道电阻变得更大。此时IDS和VDS的关系与VGS=0时两者关系类似。只不过是，曲线的斜率变小，饱和漏源电压VDSat变小而已。当栅压VG1V时，初始电流比栅压VG0时更小。当VDS增加某一值时，两个耗尽区再次相接，这时的VP值为,2023/3/22,65,Semiconductor Devices,JEFT的转移特性 JEFT的转移特性是指漏极电流IDS随栅极电压VGS变化的特性。当VGS=0时，漏极电流IDS大于零，而当VGS0，且负到一定值时即VGSVP，漏极电流才等于零，此时整个沟道被夹断。JFET的输出特性曲线和转移特性曲线不是互相独立，而是密切相关的。事实上，只要在输出特性曲线上某一VDS值下作垂线与各条VGS线相交，将对应的VGS值与对应的IDS值连接成一条曲线，即得到转移特性曲线。因此，JFET某一条转移特性曲线是在一定的VDS值下作出来的。,2023/3/22,66,Semiconductor Devices,2、伏安特性（直流电流电压特性）,JFET在工作时，栅源电压和漏源电压同时起作用，故沟道中电场、电势、电流分布均为二维分布。因此用方程求解电流与电压的关系则比较复杂，肖克莱提出缓变沟道近似模型后，将问题变得十分简单。该模型是：栅结耗尽区中沿垂直结平面方向的电场分量Ex与沿沟道长度方向使载流子漂移的电场分量Ey无关，且满足沟道方向电场的变化远远小于垂直方向的电场变化。此即为缓变沟道近似理论。这种缓变沟道近似理论是有一定局限性的。它对于导电沟道夹断之后就不适用了。,2023/3/22,67,Semiconductor Devices,肖克莱模型理论主要假设如下：忽略源接触电极与沟道源端之间、漏电极与沟道漏端之间的电压降；P+栅区与N型沟道区杂质分布都是均匀的，并且P+栅区浓度NA远远大于N型沟道区浓度ND，即栅结为单边突变结；沟道中载流子迁移率为常数；忽略沟道边缘扩展开的耗尽区，源极和漏极之间的电源只有y分量；在栅结空间电荷区中，考虑垂直沟道方向的电场变化远远大于沟道方向电场的变化。假定排除了载流子速度饱和的可能，说明沟道夹断是造成电流饱和的原因。只有对于沟道中场强很低的长沟道器件，这一假定才是合理的。假定使得在求栅PN结耗尽层宽度时，二维泊松方程化为一维的。假定使我们求解JFET的电流电压方程时更加简单明了。,2023/3/22,68,Semiconductor Devices,由于器件栅区结构的对称性，我们可以只讨论器件的上半部。正常工作时，源极接地，栅极接负电位VGS，漏极接正电位VDS，坐标取向如图。图中h1、h2分别是沟道源端和漏端处耗尽区的厚度。,JFET上半部截面图,2023/3/22,69,Semiconductor Devices,I-V特性方程表达式为：,其中，,VP0称为本征夹断电压，即当W2=a时的总电压(VDS+VG+Vbi),2023/3/22,70,Semiconductor Devices,I-V特性方程也可以表达为：,其中，,即两个pn结之间形成的导电沟道之电导。,2023/3/22,71,Semiconductor Devices,注意到，I-V特性有两个不同的区域：当VDS很小时，沟道截面积基本与VDS无关，伏安特性是欧姆性或线性的。称为线性区。当VDS=VDSat 时，电流达到IDSat。称为饱和区。,2023/3/22,72,Semiconductor Devices,线性区：,漏电导（沟道电导）为：,跨导为：,2023/3/22,73,Semiconductor Devices,饱和区：理想情况下，IDsat不是VDS的函数，gD0。实际上，随着VDS的增加，夹断点从漏向源端移动，有效沟道长度缩短，因此饱和区有非零的沟道电导。跨导为：,2023/3/22,74,Semiconductor Devices,3、直流参数,（1）夹断电压V 夹断电压是指使导电沟道消失所需加的栅源电压。JFET沟道厚度随PN结耗尽层厚度扩展而变薄，当栅结上的外加反向偏压使P+N结耗尽层厚度等于沟道厚度一半（h=a）时，整个沟道被夹断，即,2023/3/22,75,Semiconductor Devices,令 Vp0表示沟道夹断时，栅结上的电压降，亦称为本征夹断电压，而Vp则为沟道夹断时所需加的栅源电压，称为夹断电压，通常情况下不做区别。,此处的负号表示栅结为反向偏置。对于N沟JFET，Vp0，对于P沟JFET，Vp0。由此可见，沟道中杂质浓度越高及原始沟道越厚，夹断电压也越高。,2023/3/22,76,Semiconductor Devices,（2）最大饱和漏极电流IDSSIDSS是Vbi-VGS=0时的漏源饱和电流，又称最大漏源饱和电流。,或,由此可见，增大沟道厚度以及增加沟道的宽长比，可以增大JFET的最大漏极电流。,2023/3/22,77,Semiconductor Devices,（3）最小沟道电阻Rmin Rmin表示VGS=0、且VDS足够小，即器件工作在线性区时，漏源之间的沟道电阻，也称为导通电阻。对于耗尽型器件，此时沟道电阻最小。因而将VGS=0，VDS足够小时的导通电阻称为最小沟道电阻。,2023/3/22,78,Semiconductor Devices,由于存在沟道体电阻，漏电流将在沟道电阻上产生压降。漏极电流在Rmin上产生的压降称为导通沟道压降，Rmin越大，此导通压降越大，器件的耗散功率也越大。实际的JFET沟道导通电阻还它包括源、漏区及其欧姆接触电极所产生的串联电阻RS和RD。它们的存在也将增大器件的耗散功率，所以功率JFET应设法减小Rmin、RS和RD，以改善器件的功率特性。,2023/3/22,79,Semiconductor Devices,（4）栅极截止电流IGSS和栅源输入电阻RGS由于JFET的栅结总是处于反向偏置状态，因此，栅极截止电流就是PN结少子反向扩散电流、势垒区产生电流及表面漏电流的总和。在平面型JFET中，一般表面漏电流较小，截止电流主要由反向扩散电流和势垒区产生电流构成。其值在10-910-12A之间。因此，栅源输入电阻相当高，其值在108以上。但对功率器件而言，栅截止电流将大大增加。这是因为功率器件漏源电压较高，沟道的电场强度较大，强电场将使漂移通过沟道的载流子获得足够高的能量去碰撞电离产生新的电子一空穴对，新产生的电子继续流向漏极使漏极电流倍增，而空穴则被负偏置的栅电极所收集，使栅极电流很快增长。漏极电压愈高，漏端沟道电场愈强，沟道载流子在漏端产生碰撞电离的电离率愈大，碰撞电离产生出来的电子一空穴对愈多。因此，在高漏源偏置的功率JFET中，栅极截止电流往往是很高的。例如，当漏源电压VDS=10V时，栅电流维持在10-10A数量级；而当VDS=50V时，栅电流将增大6个数量级而上升到10-4A。在短沟道器件中，由于沟道电场更强，更容易出现载流子倍增效应。,2023/3/22,80,Semiconductor Devices,（5）漏源击穿电压BVDS在JFET中,漏端栅结所承受的反向电压最大。在沟道较长器件中，当漏端栅结电压增加到PN结反向击穿电压时，漏端所加电压即为漏源击穿电压BVDS。根据定义，BVDSVGS=BVB，因此，漏源击穿电压,式中BVB栅PN结反向击穿电压；VGS栅源电压。,2023/3/22,81,Semiconductor Devices,（6）输出功率POJFET的最大输出功率PO正比于器件所能容许的最大漏极电流IDmax和器件所能容许的最高漏源峰值电压（BVDS-VDSat），即输出功率：可见，对于功率JFET来说，不仅要求其电流容量大，击穿电压高，且在最高工作电流下具有小的漏源饱和电压VDSat。,2023/3/22,82,Semiconductor Devices,4、交流小信号参数,（1）跨导gm跨导是场效应晶体管的一个重要参数。它标志着栅极电压对漏极电流的控制能力。跨导定义为漏源电压VDS一定时，漏极电流的微分增量与栅极电压的微分增量之比，即,2023/3/22,83,Semiconductor Devices,非饱和区跨导 饱和区跨导可见，饱和区的跨导随栅压VGS上升而增大。当VGS=Vbi时，跨导达其最大值,由上式可见，器件的跨导与沟道的宽长比（Z/L）成正比，所以在设计器件时通常都是依靠调节沟道的宽长比来达到所需要的跨导值。,2023/3/22,84,Semiconductor Devices,（2）漏电导gD 漏电导表示漏源电压VDS对漏电流的控制能力。定义为栅压一定时，微分漏电流与微分漏电压之比，即漏电导,2023/3/22,85,Semiconductor Devices,非饱和区的漏电导线性区漏电导,上式说明JFET饱和区的跨导等于线性区的漏电导。,2023/3/22,86,Semiconductor Devices,饱和区的漏电导 理想情况下的漏电流与漏源电压VDS无关，饱和区的漏电导应等于零。但实际上，JFET工作在饱和区时，夹断区长度随VDS的增大而扩展，有效沟道长度则随VDS的增大而缩短，而沟道长度缩短必然使沟道电阻减小，因而漏电流将随漏源电压的增大而略有上升。因此，实际JFET的漏电导并不为零。沟道夹断后，若将漏区一夹断区一沟道区用单边突变结近似，其上压降为VDS-VDsat，因而夹断区长度,2023/3/22,87,Semiconductor Devices,实际上夹断区随VDS增大而向漏源两边扩展，若近似认为向源端扩展的长度为1/2 L，则有效沟道长度：,可见，在饱和区漏电导gDS不等于零，而是一有限值。,2023/3/22,88,Semiconductor Devices,5、沟道杂质任意分布时器件的伏安特性,实际JFET的栅结通常用扩散法或离子注入法形成，因此，沟道杂质分布一般都不是均匀的。即使薄层外延沟道的MESFET，其沟道掺杂也不完全是均匀的。下面将用电荷控制法分析杂质分布对漏特性的影响，并导出沟道杂质非均匀分布时电流电压方程的近似表达式。,2023/3/22,89,Semiconductor Devices,其中,2023/3/22,90,Semiconductor Devices,6、高场迁移率的影响,以上讨论均认为沟道中载流子迁移率为常数。然而在短沟道器件中，这个条件并不成立。在现代JFET和MESFET中，沟道长度仅为12m，甚至更短，即使在只有几伏的漏源电压下，沟道中的平均场强也可达10KV/cm以上，靠近漏端的沟道中场强还远高于此值。短沟道器件中的这种沟道电场将使器件的特性偏离肖克莱模型的结论。下面主要讨论漂移速度随电场的变化对漏极电流和跨导的影响。,2023/3/22,91,Semiconductor Devices,对于Si，当场强很小时，载流子的漂移速度随电场的增强而线性增大；电场继续增强，漂移速度的上升速度变慢；当电场增至约5104V/cm时，漂移速度达饱和值VSL（8.5106cm/s）。而在GaAs和InP中，随着电场的增强，电子的漂移速度首先上升到一个峰值速度Vp，然后再下降并逐渐趋于一饱和值VSL(（6-8）106cm/s)。漂移速度的这种变化正说明载流子的迁移率在强电场下是一个与电场强度有关的变量。近似描述N型沟道中电子迁移率随电场变化的规律：,式中，NC一低场迁移率；EC一临界场强。,2023/3/22,92,Semiconductor Devices,可得到考虑迁移率随电场变化的漏极电流表达式：,又有临界场强EC=VSL/，则：,上式说明，强场使迁移率减小，导致漏极电流降至低场值ID的1/(1+VDS/LEC)。另外，从上式还可以看出，沟道长度越短，器件的饱和漏极电流下降的幅度越大。,2023/3/22,93,Semiconductor Devices,7、频率特性,（1）交流小信号等效电路交流漏极电流 此式说明，加在栅结上的信号电压vgs，通过改变栅结耗尽层宽度的变化来控制沟道厚度，从而控制沟道的导电能力，使漏极电流id随vgs的变化而变化。,2023/3/22,94,Semiconductor Devices,上面只考虑用栅极调制的沟道电阻，实际器件中，靠近源端和漏端存在串联电阻，这些电阻引起源漏接触电
