微弱信号检测学 第2章 放大器的噪声与屏蔽接地技课件.ppt

第2章 放大器的噪声与屏蔽接地技术,第2章 放大器的噪声与屏蔽接地技术,电子技术的发展，使目前大量信息的测量，最终都转换成电信号的测量。因被测信号一般较弱，几乎各种测量系统都具有电子放大器。对于弱信号测量，放大器、尤其是前置放大器噪声的大小，将是十分重要的，会影响测量的成败。本章主要内容：2-1 噪声系数、噪声因子和其它噪声度量参量2-2 低噪声前置放大器2-3 低噪声放大器匹配网络与变压器特性2-4 屏蔽、接地与布线,2-1 噪声系数、噪声因子和其它噪声度量参量,一、噪声系数（F）一个放大器的噪声性能好坏，不仅是看内部噪声源的大小及性质，更主要的是看在信号传递及放大过程中对信噪比（SNR）的恶化程度。也就是，从微弱信号检测角度来看，更关心放大器的噪声引起SNR的降低程度。因此，引入放大器的噪声系数这个十分重要的指标。噪声系数:表示一个有内部噪声源的放大器在信号传递时使信噪比恶化的程度，是用来衡量放大器噪声性能好坏的一个常用指标，无论在通信、雷达及信号检测系统中均占有重要地位。放大器的噪声系数定义为：（2-1）,2-1 噪声系、噪声因子和其它噪声度量参量,一、噪声系数（F）注意：（1）无内部噪声源的放大器，F=1；（2）有内部噪声源的放大器，则F1，且F越大，放大器的噪声越严重，从而使该放大器对所传递的信号的信噪比恶化程度越严重。设K为系统的功率增益，则有（2-2）式（2-2）说明，除FP=1的情况外，输出的噪声功率一般不等于输入噪声功率的K倍。,2-1 噪声系数、噪声因子和其它噪声度量参量,一、噪声系数（F）设G为系统的电压增益，则有（2-3）式（2-3）说明，除FV=1的情况外，输出的有效噪声电压一般不等于输入有效噪声电压的G倍。二、噪声因子（NF）1噪声因子（NF）的定义 噪声因子（NF）定义为（2-4）FP表示用功率测定的噪声系数；FV表示用电压测定的噪声系数。噪声因子NF 单位为分贝。当NF=0分贝时，是为无噪声放大器；噪声因子NF越大，放大器的噪声性能越糟。,2-1 噪声系数、噪声因子和其它噪声度量参量,二、噪声因子（NF）1噪声因子（NF）的定义 简化：假设信号源中无噪声，只考虑源电阻RS的噪声，其热噪声电压为，图中RS是无噪声电阻；电压增益为A的实际的放大器可等效为一个电压增益为A无噪声的放大器和一个等效噪声电压源VN及一个等效噪声电流源IN。由图2-1可写出输出端的总噪声电压，即（2-5）,2-1 噪声系数、噪声因子和其它噪声度量参量,二、噪声因子（NF）1噪声因子（NF）的定义输出端的信噪比为（2-6）输入端的信噪比为（2-7）噪声因子NF为（2-8）,2-1 噪声系数、噪声因子和其它噪声度量参量,二、噪声因子（NF）1噪声因子（NF）的定义 注意：式中VN、IN为放大器单位频率间隔内的噪声，实际常与频率有关，故NF是随频率变化的。上式也表明，NF与信号源内阻RS有关。因此，放大器与不同频率、不同内阻信号源连接使用时，会具有不同的噪声性能。若令，为输出端折算到输入端的噪声则有（2-9）或（2-10）上式表明，可从测得的NF值求得，而不必具体求VN与IN。,2-1 噪声系数、噪声因子和其它噪声度量参量,二、噪声因子（NF）2放大器NF值的测量 NF值的测量方法有：（1）最简单的放大器NF值的测量方法：是将输入端短路，测量输出电压的有效值。缺点：此方法丢失了信号源RS的影响，因此所测噪声不够真实。,2-1 噪声系数、噪声因子和其它噪声度量参量,二、噪声因子（NF）2放大器NF值的测量（2）噪声发生器法：用噪声发生器测量噪声的方法。NG是一噪声发生器，Rg是NG的阻抗，Rs是源电阻。根据不同的Rs测量各NF值。开关K有两个位置：A和B。A接地，B接NG的输出。被测放大器后续一个带通滤波器（BPF），其目的是改变BPF的中心频率f0，以测量NF随f0的变化。rms表用以测量结果。当K处于A位置时，选择固定Rs和f0，rms表有一读数VN；将K拨至B位置时，调节NG的大小，使rms表的读数为，这时NG的输出即为源电阻Rs的热噪声与放大器噪声折合到放大器输入端的 值。根据,2-1 噪声系数、噪声因子和其它噪声度量参量,二、噪声因子（NF）2放大器NF值的测量（2-10）即可计算出器NF值。注意，此时的BPF的带宽为已知值。这样，改变Rs和f0，可获得一系列的NF测量数据。噪声发生器法是根据噪声的不相干原理，采用与测量输入阻抗相类似的叠加法，因而比较简单。但在实际测量中，有一些困难：NG需要有较宽的频率范围，使之能与放大器的工作频率相适应；NG需要精确定标，因为真正的被测值是从NG读出的刻度；要有一组适合于各个连续频率（或间隔很小的跳点频率）的BPF，且BPF的带宽需要预先测定。这些，都是实际测量NF时的必要条件，但常常不易得到满足。,2-1 噪声系数、噪声因子和其它噪声度量参量,二、噪声因子（NF）2放大器NF值的测量（3）正弦波发生器法：用正弦波发生器（SG）代替图2-3中的NG，即得到正弦波发生器法的测量框图。测量时，先将开关K放于B的位置，使SG输出Vin的信号，在rms表上读出Vout的值，这样可求得放大器的增益A。然后，将开关K拨至A的位置，此时rms表上读出的数值，是一定Rs、f0及 条件下的输出噪声。将其除以A，则得到折合到输入端的噪声。利用（2-10）式，可求得NF值。正弦波发生器法的主要问题与噪 声发生器法相同，需要一组可变f0的 BPF，使其测量不甚方便。,2-1 噪声系数、噪声因子和其它噪声度量参量,二、噪声因子（NF）2放大器NF值的测量（4）LIA法：LIA法是针对正弦波发生器法的困难而设计的，是目前测量NF比较可靠而实用的方法。利用LIA的目的是解决一个可变中心频率f0的窄带BPF，以提高测量灵敏度。LIA的另一个优点是其输出为直流电压，因此，用于测量的rms表可用直流电压表、数字电压表或X-Y记录仪代替，它们都有很高的灵敏度。LIA法测量NF的框图如图2-4所示。LIA代替BPF，测量方法与正弦波发生器法相同。,2-1 噪声系数、噪声因子和其它噪声度量参量,二、噪声因子（NF）3NF图及其应用 对同一放大器，改变Rs和f0，可得到一系列的NF值，若以Rs和f为坐标，将所有NF值（用dB表示）相等的点连接起来，就构成一幅NF的等值线，叫作放大器的噪声因子图（NF图）。不同的放大器有不同的NF图，放大器一经设计完成，NF图的结果是唯一的。图2-5是113型前置放大器的NF图，它充分反映了放大器的噪声特性。,2-1 噪声系数、噪声因子和其它噪声度量参量,二、噪声因子（NF）3NF图及其应用 以113型前置放大器的NF图为例进行分析：（1）从NF图中，可选择NF值最小的Rs和f0的范围。图中，NF值最小为0.05dB，与其对应的源电阻Rs约在500k-10M、工作频率约在10Hz-103 Hz之间。更理想的选择是Rs=1M和f0=100Hz，说明此放大器适用于在高输入阻抗和低频下工作。如果此放大器所测量的是低源电阻的信号，如热电偶，Rs为10，工作频率在1Hz，则NF高大40dB；若工作在40Hz，则降至30dB。由此可见，同一放大器，工作情况不同，放大器本身的噪声也会不同。,2-1 噪声系数、噪声因子和其它噪声度量参量,二、噪声因子（NF）3NF图及其应用（2）在实际的微弱信号检测中，不同的检测对象，其源电阻和工作频率往往差别很大。例如，光电倍增管（PMT）输出信号一般是高阻Rs；热电偶的Rs却是低阻值。又如，声学或生物医学的使用常在低频范围；而某些电检测又常常避开1/f噪声，选择中频区；在结电容的桥路检测中，又需要高频工作范围。根据NF图可选择最适用的前置放大。图2-6是不同类型的低噪声前置放大器各自的NF=3dB等值线的比较，这些放大器基本覆盖了Rs与f的全部范围。,2-1 噪声系数、噪声因子和其它噪声度量参量,二、噪声因子（NF）3NF图及其应用（3）利用NF图可近似计算最小可检测信号（MDS）的大小。MDS定义为折合到放大器输入端的，以其作为检测极限，对讨论放大器是合理的。例：若实验工作频率为1kHz，源电阻为10k，从图2-5中查得NF=1dB，由下式（2-9）可计算MDS为 若Rs=1 M和f=40 Hz时，从图2-5中查得NF=0.05dB，通过计算得。尽管放大器工作在最佳匹配范围，NF只有0.05dB，但由于源电阻Rs=1M的热噪声增加，而使MDS增大。,2-1 噪声系数、噪声因子和其它噪声度量参量,三、其它噪声度量参量1等效噪声电阻 前面讨论噪声因子时，是将放大器的噪声等效为一个等效噪声电压源VN及一个等效噪声电流源IN。当然可以用一电阻RV的热噪声电压，等效VN；用一电阻RI的热噪声电流，等效IN。这样，就能用RV电阻和电阻RI，来表述NF值。这两个等效电阻之值为：（2-11）（2-12）,2-1 噪声系数、噪声因子和其它噪声度量参量,三、其它噪声度量参量1等效噪声电阻故（2-8）可变为（2-13）上式可变形为（2-14）分析：（1）从式（2-13）可看出：当RS很小时，对NF起主要贡献的是RV，即此时噪声电压源起主要作用；而当RS很大时，对NF起主要贡献的是RI，即此时噪声电流源起主要作用。,2-1 噪声系数、噪声因子和其它噪声度量参量,三、其它噪声度量参量1等效噪声电阻（2）理想放大器的VN和IN都是白噪声，所以，RV和RI均与频率无关。从式（2-14）可知，对一定的RV和RI，可解得两个RS值，使NF值相同。如此画得的NF等值线，应是与横轴平行的两直线，与频率无关。而得不到类似图2-5的NF图。实际放大器的VN和IN，在低频、高频段是频率的函数。原因：在低频区，由于1/f噪声要起主要作用；在高频区，放大器输入阻抗中的电容，对高频有影响；只在中频段基本与频率无关。所以对不太小的NF等值线，它们基本有如图2-8的等值线。其中线段1反映RV的大小；线段3反映RI的大小；线段2反映低频噪声；线段4反映输入阻抗中电容的影响。,2-1 噪声系数、噪声因子和其它噪声度量参量,三、其它噪声度量参量2等效噪声温度 放大器的噪声可等效于源电阻RS的增加，同样，也可等效于源电阻温度T的增加，这就是等效噪声温度Te。放大器的NF都是在T=290K的室温下测定的，因此等效噪声温度Te为（2-15）式（2-15）表示放大器的NF可以用Te来描述，NF与Te相对应，如表2-1所示。因此，对于已经测定的NF图的结果，完全适用于Te的表示，只要将NF的dB等值线换成相应的温度即可。表2-1 T=290K时，NF与等值噪声温度Te的对应值,2-1 噪声系数、噪声因子和其它噪声度量参量,三、其它噪声度量参量2等效噪声温度分析：（1）利用Te，可计算出放大器折合到输入端的总噪声电压为（2-16）式（2-16）中，T为源电阻RS的噪声温度；Te为放大器的等效噪声温度。放大器噪声的存在相当于源电阻的温度增加了Te。（2）利用等效噪声温度Te的概念，可以测定放大器的低NF值。引入等效噪声温度Te后，NF可表达为（2-17）,2-1 噪声系数、噪声因子和其它噪声度量参量,三、其它噪声度量参量2等效噪声温度 对低噪声放大器，Te相对T很小，所以NF测量误差很大。如果降低T，则Te相对增大，则NF测量误差就小。所以在测量低NF时，需要将源电阻致冷，甚至放入液N2或液He中，使T降至77K或4.2K，以突出Te的影响。例：在室温290K，Te=35.4K时，查表2-1可知，NF=0.5dB；但如果将源电阻RS放在液He中，这时，T=4.2K，由式（2-17）计算 这说明在室温（T=290K）下测定的NF=0.5dB，相当于将T降至4.2K时测定NF=9.74dB，这使测量低NF等值线成为可能。,2-1 噪声系数、噪声因子和其它噪声度量参量,三、其它噪声度量参量2等效噪声温度 表2-2 源电阻RS的温度T与NF的关系,2-2 低噪声前置放大器,一、低噪声前置放大器的设计原则 1放大器的主要设计指标 在设计一实用放大器时，会受到许多限制，设计者需作出合理选择，使放大器的多种指标达到要求。放大器的主要指标有：增益、带宽、输入及输出阻抗、稳定性、经济性和噪声特性。一般放大器设计时，是先考虑满足增益和带宽要求，再兼顾其它指标。指标的确定，应据输入条件和输出要求来考虑。针对几个主要指标作些说明。（1）根据输入和输出电平，决定放大器的总增益。按一般单级放大器增益，确定分级数。据各级放大器特点，作增益分配。（2）根据要求，确定放大器的工作频率范围。过宽，将使经济指标难以满足。（3）输出阻抗要很小于常用负载，以确保负载对放大器的影响较小。输入阻抗要很大于信号源内阻，尽量减小对信号源的影响。,2-2 低噪声前置放大器,一、低噪声前置放大器的设计原则 1放大器的主要设计指标（4）稳定性是放大器的一个重要指标。对晶体管放大器，稳定系数 用描述。一般S要求在5-15之间，过小，虽稳定性好，但增益小，直流损耗大。（5）噪声水平以测量精度或最低可检测水平决定。（6）经济指标，在满足技术指标前提下，越低越好。2.低噪声放大器设计时重点考虑内容 对低噪声前置放大器，应首先考虑噪声、稳定性，以确保放大信号时，引入噪声小和漂移小；然后考虑满足增益、带宽要求；若能采用阻抗匹配，输入、输出阻抗可放在第二位考虑；最后兼顾经济指标。作低噪声要求的放大器的设计时，应考虑如下几点：,2-2 低噪声前置放大器,一、低噪声前置放大器的设计原则2.低噪声放大器设计时重点考虑内容（1）电路组态的选择 放大器的电路组态的选择，是指对放大器的偏置电路、反馈电路、阻抗匹配网路、耦合电路及晶体管接地极等的选择。电路组态的选择，对放大器的增益、带宽、输入及输出阻抗影响很大；对噪声有一定影响；常用于调整其它指标。但设计时，它总是最先确定的。（2）放大器工作点的选择 工作点的位置，不仅影响阻抗匹配，而且对噪声影响很大。晶体管集电极电流越大，则可以与越小的源电阻匹配，其调节范围是相当宽的。图2-9给出了噪声因子与源电阻的关系。曲线是以Ic为参数的，从图中可以看出，不同的Ic和不同的RS，有不同的NF值。,2-2 低噪声前置放大器,一、低噪声前置放大器的设计原则2.低噪声放大器设计时重点考虑内容（3）各级增益分配 若前放需要几级，从噪声考虑，总是令输入级功率增益较大，以减小后级放大器的噪声影响；输入级常不用或用小的负反馈，因为反馈会使增益减小、反馈电阻会引入噪声；偏置电阻也用得较大，因为输入级的偏置会引入附加噪声电流，故宜用较大偏置电阻。（4）优质元件的选择选择放大器输入级元器件，是做好一个低噪声放大器的关键之一。无源器件要选择高质量的，使其噪声和稳定性好；有源器件的选择尤为关键，可选晶体三极管、场效应管或集成元件。为使元件与信号源内阻匹配较好，可用图2-10作参考。,2-2 低噪声前置放大器,一、低噪声前置放大器的设计原则2.低噪声放大器设计时重点考虑内容 如果源电阻在501M区间，可选低噪声晶体三极管；如果源电阻在1k1G区间，可选结型场效应管；如果源电阻在50M100G区间，可选绝缘栅型场效应管。由于绝缘栅型场效应管的低频噪声比结型场效应管大101000倍，故一般除高阻或中频段放大器外，不选绝缘栅型场效应管。集成元件虽然体积小、使用简便，但一般噪声水平，要比晶体管高25倍，故常用于后级。二、最佳输入源电阻（）NF与信号源的内阻有关。从图2-9可看出，放大器应有一最佳输入电阻，源电阻为此值时，放大器的噪声最小，称为放大器的最佳输入源电阻。信号源与放大器有较好的阻抗匹配，才能使放大器有较小的噪声。,2-2 低噪声前置放大器,二、最佳输入源电阻（）下面计算 及最小噪声系数FPmin。比较下面两式（2-4）（2-8）有（2-18）当RS为最佳源电阻时，FP应为FPmin。令,2-2 低噪声前置放大器,二、最佳输入源电阻得到（2-19）所以有（2-20）,2-2 低噪声前置放大器,三、实用前置放大器举例 1宽带低噪声前置放大器 采用分立元件可对元器件充分挑选，以期获得最小的噪声。其基本框图如图2-11（a）所示。由两个放大器A1和A2、一个输出级、过载指示及去耦电路组成。放大器的频率范围为：DC-50MHz；输入、输出阻抗均为50；噪声50V；增益固定为10和100两档。,2-2 低噪声前置放大器,三、实用前置放大器举例1宽带低噪声前置放大器 A1和A2采用分立元件构成运算放大器，电原理图如图2-11（b）所示。选用高频低噪声晶体管T1和T2构成差分对；中间级T3对信号进一步放大，并将T1和T2的集电极双端输出变成单端输出，推动射级跟随器T4以驱动负载。放大器的增益由反馈网络RF和Rf决定；R1、C1、CF以补偿相位，使放大器稳定。这种放大器由中科院物理所研制，并用于BOXCAR积分器中，性能基本与美PARC的115型宽带低噪声放大器相同。,2-2 低噪声前置放大器,三、实用前置放大器举例2FS-301低噪声前置放大器 这是FS-3锁相放大器的外接低噪声前放，由中科院大连化物所研制，可以单独使用，具有差分和单端两种输入状态。其基本框图如图2-12（a）所示。A、B和C，无论是单端还是差分输入，都能保证增益G=10。单端输入框图如图2-12（b）所示；双端输入框图如图2-12（c）所示。BPF为一个高通滤波器（HPF）和一个低通滤波器（LPF）组成的简单的带通滤波器，如图2-13所示。D和E是后级放大，可调节增益；F为缓冲级，增益为1。,2-2 低噪声前置放大器,三、实用前置放大器举例2FS-301低噪声前置放大器 国内外的低噪声前放的类型很多，都可从它们的使用手册中得到简要的介绍，具体电路大同小异，关键是第一级放大器的器件性能。,2-3 低噪声放大器匹配网络与变压器特性,一、常用匹配网络 常用的匹配网络，有如图2-14所示的几种。第一种是纯变压器作阻抗变换的匹配；后三种是利用L与C的谐振回路，加抽头的方式，达到阻抗匹配。后三种有电感与电容，显然阻抗与频率有关，一般都是工作在与信号频率相近的窄频率区。图2-14（b）适用于；图2-14（c）适用于；图2-14（d）适用于 很小的情况。,2-3 低噪声放大器匹配网络与变压器特性,二、理想变压器作匹配时的SNIR 理想变压器是指：假定变压器的初、次级间的耦合系数为1；线圈电感为无穷大；线圈电阻为零；无寄生电容；次级将要接无限大的负载电阻；铁心无损耗的假想变压器。利用变压器作阻抗变换，使与 相匹配，假设变压器是理想的，变比（2-21）,2-3 低噪声放大器匹配网络与变压器特性,二、理想变压器作匹配时的SNIR 变压器插入被测对象和放大器之间，如图2-15所示。经匹配，希望（2-22）,2-3 低噪声放大器匹配网络与变压器特性,二、理想变压器作匹配时的SNIR 将SNIR的定义略作扩展，以适应于变压器匹配的情况。定义为：（2-22）式中 SNRT接入变压器的信噪比；SNRNT不接入变压器的信噪比。因此，,2-3 低噪声放大器匹配网络与变压器特性,二、理想变压器作匹配时的SNIR分子、分母同除以，得（2-23）由式（2-23）可以明显看到，经匹配后，SNIR大为提高。,2-3 低噪声放大器匹配网络与变压器特性,二、理想变压器作匹配时的SNIR例：有一低噪声前置放大器，在某一频率下工作，、信号源的RS=10。首先，求得最佳输入源电阻，为 而故，变压器变比为,2-3 低噪声放大器匹配网络与变压器特性,二、理想变压器作匹配时的SNIR若不用变压器，则噪声系数为 故，噪声因子为 dB若用变压器，则噪声系数为 故，噪声因子为 dB,2-3 低噪声放大器匹配网络与变压器特性,二、理想变压器作匹配时的SNIR由此得到 利用变压器可使信噪比改善达23倍，这对微弱信号检测是非常可贵的提高。注意：在一般情况下，能够采用的商品匹配变压器的变比是一定的，常用的变比为100和1000。所以实际上不可能获得与 的最佳匹配，而只能是大致匹配。其（2-24）故，（2-25）,2-3 低噪声放大器匹配网络与变压器特性,二、理想变压器作匹配时的SNIR 理想变压器是指：假定变压器的初、次级间的耦合系数为1；线圈电感为无穷大；线圈电阻为零；无寄生电容；次级将要接无限大的负载电阻；铁心无损耗的假想变压器。,2-3 低噪声放大器匹配网络与变压器特性,三、实际变压器的匹配特性 对于实际变压器，存在：（1）实际变压器线圈圈数有限，磁芯磁导率不会无限大，因此其 电感为有限值；（2）实际变压器有漏磁，因此耦合系数不到1；（3）实际变压器绕组有损耗电阻；（4）实际变压器有分布电容；（5）实际变压器的负载电阻不为无穷大。因此，实际变压器的等效电路（常称为变压器模型），在逐条考虑上述因素后，将如图2-16所示。,2-3 低噪声放大器匹配网络与变压器特性,三、实际变压器的匹配特性 讨论实际变压器的低频、高频特性:为将问题简化，现将变压器的模型做一下简化。简化的原则：在与变压器绕组并联的支路中，元件阻抗极大者可略去；在与变压器绕组串联的支路中，元件阻抗极小者可略去。,2-3 低噪声放大器匹配网络与变压器特性,三、实际变压器的匹配特性低频特性：等效电路如图2-17。低频时的传输比为（2-26）式（2-26）中；。从式（2-26）可知，输出随频率的减小而减小。令当与之对应的频率称为变压器的低频截止频率，用于变压器低频特性的度量。,2-3 低噪声放大器匹配网络与变压器特性,三、实际变压器的匹配特性当很大，且RP2RL时，低频截止频率fL为（2-27）分析式（2-27），得到如下结论：（1）要低频性能好，需信号源内阻小。说明变压器耦合，适用于小内阻的信号源；（2）要低频性能好，需初级线圈电阻RP1要小，即绕变压器的导线线径要粗；（3）要低频性能好，需LP要大，即线圈匝数要多。,2-3 低噪声放大器匹配网络与变压器特性,三、实际变压器的匹配特性高频特性：等效电路如图2-18。图中定义 时，与之对应的频率称为变压器的高频截止频率fH，用于变压器高频特性的度量。,2-4 屏蔽、接地与布线,对于微弱信号检测，由于信号本身很小，所以外界干扰是不可忽视的。干扰除了从探测器进入外，从前置放大器进入也是其主要渠道。外界干扰进入放大器的途径，有如下几种：（1）从电源引入：若放大器的供电电源是市电，其它同电源的外部电器，会造成电源中含突跳等高频干扰，即会造成放大器供电电压的变化。从而使放大器输出相关的噪声；（2）靠电磁感应：如城市中的强电台、工厂的强放电火花源、汽车的火花塞点火等，它们都可发射高频电磁波。这些高频电磁波噪声，最容易进入放大器中的电感器件；,2-4 屏蔽、接地与布线,（3）纯电场作用或纯磁场的作用（称为横向干扰）：放大器旁若有强电场，例如高压线，其中的波动（缓慢变化），将会通过电容耦合进入信号传输线。外界磁场的波动，对放大器中的变压器、线圈等最易发生影响；（4）从地进入（称为纵向干扰）：如果前后两部件（如传感器与放大器），接地点不在同一处，则两处地间电位差的起伏噪声，也会被引入放大器，这就是纵向干扰。干扰是无处不在、无孔不入。抑制干扰的方法主要有屏蔽、接地与布线三种措施。,2-4 屏蔽、接地与布线,一、屏蔽 对于从空间进入放大器的干扰，通过对放大器作良好的屏蔽，可起到很好的隔离效果。屏蔽的对象，可以是高频电磁干扰，也可以是缓慢电或磁的干扰。不同的干扰，采用不同的物理屏蔽效应。1利用趋肤效应，屏蔽高频电磁干扰是很有效的。趋肤效应指出：高频电磁场难于深入导体内部，其能进入的深度，用穿透深度d穿描述，且有d穿=材/（2）。其中，材是指该种频率的电磁波，在屏蔽材料中的波长。此波长与材料的导磁系数、介电常数有关。与越大，d穿越小；频率越低，材越长，d穿则越大。要想把放大器，用一导体盒密封，而使高频电磁场不进入，则导体片厚度，必须大于d穿。,2-4 屏蔽、接地与布线,一、屏蔽 例如，对于f=5105Hz的电磁波，若用铜皮作为屏蔽盒，其厚度必须大于0.1mm；若用铁皮，则只需大于0.001mm。对于f=50Hz的情况，则铜皮的厚度，需近10mm；铁皮厚度，需近1mm。当前较高的材料是坡莫合金，用于作高频电磁波的屏蔽是最好的。2利用静电屏蔽抗缓变外电场干扰。即外电场变化，而处于屏蔽盒内的放大器，所处的电势不变。因此，可防止干扰进入。当然，静电屏蔽，也可屏蔽干扰源，而使干扰无法传到屏蔽空间之外。,2-4 屏蔽、接地与布线,一、屏蔽3利用静磁屏蔽抗缓变外磁场干扰。注意：（1）屏蔽时，屏蔽盒必须与内电路地线相连，否则分布电容C1，C2，C3会引起寄生反馈，如图2-19；（2）屏蔽盒不能与干扰源的地线相连，以避免干扰电流流入内部。,2-4 屏蔽、接地与布线,二、接地 常见的接地方式有：就近接统一地线法；各自独立接同点地法；就近接多点地法；浮点接地法。1就近接统一地线法：图2-20中三个部件A、B、C，各自就近与统一地线连接，地线再在某一点，与大地相连。这是在一般系统中常见的方式，但不适用于低噪声系统。原因如下：假设三部件，各自的地电流为IA、IB、IC，而RA、RB、RC是如图所示各点间的连线电阻，则有,2-4 屏蔽、接地与布线,二、接地1就近接统一地线法：（2-29）（2-30）（2-31）即（2-32）若IA、IB、IC中，任一有变化，都将使VA、VB、VC变化，即将相互影响、相互干扰。干扰的大小，决定于各接线电阻和各电流的大小。若设RA=0.1，IC有1mA的变化，则VA有10-4V的变化，这对微弱信号检测而言，是十分大的。,2-4 屏蔽、接地与布线,二、接地2各自独立接同点地法：图2-21中三个部件A、B、C，各自独立接同点地。在低噪声电路中，是一种较好的接地方法。它们各自对地的电位VA、VB、VC，只与自身的接地电阻和地电流有关，互不干扰。满足（2-33）不足：这种接地方法，引线较长，常会带来较大的引线电容和电感，对排除空间外来的干扰不利。在高频工作时，尤为严重。只适用于数MHz以下的情况。,2-4 屏蔽、接地与布线,二、接地3就近接多点地法：图2-22所示的接地方式，其分布电感可减小。但各接地点间的电位差，造成共模噪声较大。适于在10MHz以上工作。,2-4 屏蔽、接地与布线,二、接地4浮点接地法：图2-23是放大器通常的接地连接，它有两个接地点：源地和放大器地。信号线用双芯屏蔽电缆。图（a）是实际连接，图（b）和（c）则分别是它的等效电路与简化形式。图中 Es、Rs信号源及信号源电阻；Rcs电缆电阻；Rcg屏蔽线电阻；Zin 放大器输入阻抗；,2-4 屏蔽、接地与布线,二、接地4浮点接地法：Rg地电阻；Ecm由于源地与放大器地之间的电位差造成的共模源（噪声源）从图（c）可求出放大器输入端A、B间的噪声电压VN。在 的情况下，有（2-34）,2-4 屏蔽、接地与布线,二、接地4浮点接地法：若设Ecm1mV，Rcg1，Rg0.01，Zin10k，Rcs1，Rs500，则可算得VN0.95mV。如此大的噪声电压，加在放大器的输入端，是不可想象的，必须加以改善。在这种情况下，就应该考虑浮空接地（简称浮地）法。浮地法：是在源地处，加一电阻Rsg，将地回路的电流减小，迫使Rcg两端的噪声电压降低，而使VN减小。图2-24是浮地接法的电路及其等效电路。,2-4 屏蔽、接地与布线,二、接地4浮点接地法：从图(b)可知，若则有（2-35）,2-4 屏蔽、接地与布线,二、接地4浮点接地法 若令Rsg=1M，其它参数不变，即Ecm1mV，Rcg1，Rg0.01，Zin10k，Rcs1，Rs500，则可算得VN0.95nV。显然，如果将源对地悬浮（不接地），即Rsg=，则VN=0。从图2-23和图2-24的讨论中，可得到这样的实践启示：（1）源和前置放大应在同一点接地，使Ecm0；（2）用短线或用金属板连接框架，使Rcg0；（3）信号源对地浮空，即Rsg；（4）放大器用电池供电，或在放大器地处连接101k电阻，也可达到浮地效果。,2-4 屏蔽、接地与布线,二、接地4浮点接地法 针对差分放大器，进行讨论。图2-25(a)是针对差分放大器，减小接地引进的干扰的浮地接法，图2-25(b)是其等效电路图，(c)是其简化电路图。假设：放大器的输入阻抗Zin1和Zin2以及使用相同长度的输入电缆，即,2-4 屏蔽、接地与布线,二、接地4浮点接地法 则可简化为图(c)。此时，差分放大器能很好的抑制共模噪声信号，明显地减小了地回路的噪声。总结：地回路噪声是在信号系统中，连接了一个以上的地所造成的。而浮地，则消除了多个地引起的噪声。也就是说，信号源与信号线的屏蔽线，只在信号源一处接地，将是减小噪声的好方法。应避免屏蔽线与一个以上的地系统相连。同时，信号电缆要短。对差分放大器连接，应保持相同的长度，并走相同的路径。,2-4 屏蔽、接地与布线,三、布线的若干有效措施 要做好、或使用好微弱信号检测仪器，在布线上，需注意如下几点：（1）信号线必须绞扭。图（a）是不绞扭的，干扰源的电场和磁场，将通过C1、C2和信号线所包含的面积，引进干扰。而图（b）绞扭后，两线所包含的面积接近于零，C1C2，d1d2，因此，减小了干扰。,2-4 屏蔽、接地与布线,三、布线的若干有效措施（2）不要用电缆的屏蔽线，作为信号的载体；（3）信号线的屏蔽，应对所屏蔽的线路有一定的电位；（4）若信号线较长，则应采取“保护接地”法，即浮空输入的差分直流放大，应有一包含整个输入部分的内部浮空屏蔽；（5）弱信号线，与干扰线、或电源线应相互垂直，并保持尽可能的最大距离。信号线的接头处，应尽量减小感应的环路面积；（6）模拟电路的地与数字电路的地分开；,2-4 屏蔽、接地与布线,三、布线的若干有效措施（7）布线时，应减小杂散电容的影响。布线中间要防止回路中的重叠面积，以减小相互感应。应使电流环的面积尽可能小。（8）若能采用光电耦合器，则是较好的方法；（9）要特别注意温差热电势对弱信号电压的干扰。不同金属间的热电势，常为0.110V/。而同一材料的氧化物与该材料的热电势，可达1mV/。这远大于弱信号电压。防止热电势出现的方法之一，是保持各处温度相同；另一方法是采用同一材料做引线，不使用焊料等。,