第4章逆变电路南余荣ppt课件.pptx

4.1 逆变器的分类与换流技术4.2 单相方波逆变4.3 单相SPWM逆变 4.4 三相桥式方波逆变4.5 三相SPWM逆变4.6 多重逆变电路和多电平逆变电路本章小结,第4章 直流-交流逆变变换技术,2,引 言,直流-交流变换是将直流电变成交流电的过程，也称为逆变变换。当逆变电路的交流侧接电网，称为有源逆变。交流侧接负载，称为无源逆变。变频电路：分为交交变频和交直交变频两种。逆变器的应用场合有很多。各种直流电源的逆变电路，如蓄电池、干电池、太阳能电池。交流电机调速用变频器等电力电子装置。,3,4.1 逆变器的分类与换流方式,4.1.1 逆变器的分类 4.1.2 换流方式,4,4.1.1 逆变器的分类,逆变器的分类方法常用有：据输入直流电源特点，分为电压型和电流型逆变器。电压型逆变器为恒压源，一般接有储能电容器。电流型逆变器为恒流源，一般接有储能大电感。根据电路的结构特点，可分为半桥式逆变电路、全桥式逆变电路、推挽式逆变电路等。根据开关器件工作状态，可分为软开关逆变电路和硬开关逆变电路。,5,4.1.1 逆变器的分类,根据输出波形，可分为正弦波逆变器和非正弦波逆变器。根据输出相数，分单相逆变电路和三相逆变电路。方波逆变电路有导通型180o和导通型120o等方式。采用PWM技术的PWM逆变电路，输出谐波含量小。逆变电路可能引起电路工作电流通路的改变：换流（也称为换相）。,6,4.1.2 换流方式,电力电子中采用的换流方式有以下几种。1器件换流（Device Commutation）利用全控型器件的自关断能力进行换流。2电网换流（Line Commutation）电网提供换流电压的换流方式。将负的电网电压施加在欲关断的晶闸管上即可使其关断。适用于半控型器件不需要为换流添加任何元件。,7,4.1.2 换流方式,图4-1 直接耦合式强迫换流原理图,3负载换流（Load Commutation）利用负载回路中电感、电容形成的振荡特性，使电流自动过零。4强迫换流（Forced Commutation）设置附加的换流电路，给欲关断的晶闸管强迫施加反压或反电流。如图4-1，利用附加电容上所储存的能量来实现。,8,4.2 单相方波逆变,4.2.1 电压型单相方波逆变电路 4.2.2 电流型单相方波逆变电路,9,4.2 单相方波逆变引言,直流侧为电压源的逆变电路称电压型逆变电路，特点直流侧为电压源或并联大电容，电压基本无脉动。输出电压为矩形波。阻感负载时需提供无功功率。逆变桥各臂并联反馈二极管。直流侧为电流源的逆变电路称电流型逆变电路。特点直流侧为电流源或串联大电感。直流回路串以大电感，储存无功功率，高阻抗的电源内阻特性。,10,4.2 单相方波逆变引言,改变逆变器两端直流电压极性来改变能量流动方向并反馈无功功率，无需设置无功二极管作为反馈通道。可以看出：电压源型逆变器适合于稳频稳压电源、不可逆电力拖动系统、快速性要求不高的应用场合。电流源型逆变器适用于频繁加、减速，正、反转的单电机可逆拖动系统。,11,4.2.1 电压型单相方波逆变电路,图4-2 电压型单相半桥方波逆变电路及其工作波形a)逆变电路,1.电压型单相半桥方波逆变电路电路结构半桥方波逆变电路结构如图4-2a）所示。由两个导电臂构成。在直流侧足够大的电容C1和C2，C1=C2。感性负载连接在A、O两点间。,a),12,4.2.1 电压型单相方波逆变电路,工作原理电力晶体管VT1和VT2的基极信号各有半周正偏，半周反偏，且互补。工作波形如图4-2b)。输出uo为矩形波，幅值为Ud/2。在t1t2期间VT1导通，uo=Ud/2。,a),b),图4-2 电压型单相半桥方波逆变电路及其工作波形a)逆变电路 b)工作波形,13,4.2.1 电压型单相方波逆变电路,在t2 t3期间，t2时刻VT1关断，同时给VT2发出导通信号。VD2导通续流，uo=-Ud/2。,a),b),图4-2 电压型单相半桥方波逆变电路及其工作波形a)逆变电路 b)工作波形,在t3t4期间，t3时刻io降至零，VD2截止，VT2才有电流通过，io开始反向增大。,14,4.2.1 电压型单相方波逆变电路,在t4t5期间，t4时刻VT2关断，VT1发出导通信号。VD1导通续流，t5时刻VT1才有电流通过，uo=-Ud/2，t4t5期间与0t1期间对应。,a),b),图4-2 电压型单相半桥方波逆变电路及其工作波形a)逆变电路 b)工作波形,15,4.2.1 电压型单相方波逆变电路,当VT1或VT2导通时，负载电流与电压同方向，直流侧向负载供能；当反向，VD1或VD2导通时，能量向直流侧反馈。半桥逆变电路优点是使用的器件少；其缺点是输出交流电压的幅值仅为Ud/2，且需要分压电容器。,a),b),图4-2 电压型单相半桥方波逆变电路及其工作波形a)逆变电路 b)工作波形,16,4.2.1 电压型单相方波逆变电路,2.电压型单相全桥方波逆变电路 电路结构如图4-3所示。VT1和VT4构成一组，VT2和VT3构成一组，交替导通,180o。两桥臂中点为输出连接点，接负载。,图4-3 单相全桥方波逆变电路及其工作波形 a）逆变电路,a),17,4.2.1 电压型单相方波逆变电路,工作原理VT1和VT4导通时，uo=Ud，如果io为负值，VD1 VD4通过电流；如果io为正值，VT1 VT4通过电流；,图4-3 单相全桥方波逆变电路及其工作波形a）逆变电路 b）工作波形,a),b),18,4.2.1 电压型单相方波逆变电路,VT2和VT3导通时，uo=-Ud，如果io为正值，VD2 VD3通过电流；如果io为负值，VT2 VT3 通过电流；VD1-VD4起续流作用，输出电压幅值为Ud。,图4-3 单相全桥方波逆变电路及其工作波形a）逆变电路 b）工作波形,a),b),19,4.2.1 电压型单相方波逆变电路,基本数量关系 将图4-3中电压波形uo展开成傅氏级数得：式中 基波幅值Uo1m基波有效值Uo1分别为,(4-1),(4-2),(4-3),总谐波畸变因数为,(4-4),Cn=1/n,为各次谐波相对于基波幅值的标幺值，偶次谐波的系数为零。,20,4.2.1 电压型单相方波逆变电路,3单相全桥逆变移相调压方式工作原理阻感负载时，还可采用移相调压。当VT3的基极信号比VT1落后角度（0180），即VT3、VT4的栅极信号分别比VT2、VT1的前移180-。其移相调压方式如图4-4所示。,图4-4 单相全桥方波逆变电路的移相调压方式,21,4.2.1 电压型单相方波逆变电路,工作原理在0t1，VT1和VT4导通,uo=Ud。在t1t2，VT1继续导通，VT3导通VT4截止，uo=0。在t2t3，VT3继续导通,VT2导通VT1截止,负载电流为正,uo=-Ud。负载电流下降过零并开始反向，VT2 VT3导通,VD2VD3截止，uo=-Ud。,图4-4 单相全桥方波逆变电路的移相调压方式,22,4.2.1 电压型单相方波逆变电路,图4-4 单相全桥方波逆变电路的移相调压方式,在t3时刻之后，VT2继续导通，VT4导通VT3截止，负载电流为负，uo再次为零。调节就可调节输出电压。数值分析 将图4-4中的电压波形uo展开成傅氏级数得,(4-5),4.2.1 电压型单相方波逆变电路,各次谐波的幅值Uonm和有效值Uon分别为,23,(4-6),(4-7),例题4-1：采用移相调压控制的单相全桥方波逆变电路，直流电压Ud=310V，当两个桥臂控制移相角为120，输出电压是正负各为角度方波，求输出电压有效值Uo和输出电压基波有效值Uo1。,解：由于输出电压为方波，其有效值,输出电压的基波有效值,=,（V）,（V）,24,4.2.1 电压型单相方波逆变电路,图4-5 带中心抽头变压器的方波逆变电路,4.带中心抽头变压器的方波逆变电路电路结构变压器原边两绕组顺向绕制，中间抽头接电源1端设变压器匝比为1：1：1工作原理当 VT1导通，VT2承受电压为电源Ud与绕组W2电势之和，2Ud。,uo和io波形及幅值与全桥逆变电路相同。,25,4.2.2 电流型单相方波逆变电路,电路结构电路如图4-6所示；输入侧为串接大电感的电流源；主电路开关管采用自关断器件时，支路串入二极管。,图4-6 电流型单相桥式方波逆变电路与工作波形 a)逆变电路 b)工作波形,a),26,4.2.2 电流型单相方波逆变电路,工作原理当VT1、VT4导通，VT2、VT3关断时，io=Id。当以频率f交替切换开关VT1、VT4和VT2、VT3时，如图4-6b)所示的电流波形。电压波形由负载性质决定。,图4-6 电流型单相桥式方波逆变电路与工作波形 a)逆变电路 b)工作波形,a),27,4.2.2 电流型单相方波逆变电路,数值分析 将图4-6b)所示的电流波形io展开成傅氏级数，有,图4-6 电流型单相桥式方波逆变电路与工作波形 b)工作波形,(4-8),(4-9),(4-10),其中基波幅值Io1m和基波有效值Io1分别为,28,4.3 单相SPWM逆变,4.3.1 三角波调制法及其控制模式 4.3.2 同步调制与异步调制 4.3.3 单极性与双极性PWM模式 4.3.4 SPWM的自然取样法和规则取样法 4.3.5 电流跟踪PWM逆变控制技术,29,4.3.1 三角波调制法及其控制模式,脉冲宽度调制（PWM）技术在逆变电路中的应用最为广泛，以前讲述了PWM等面积原理。利用PWM技术，用PWM波代替正弦半波：脉冲宽度为/N的、幅值顶部大小按正弦规律变化的脉冲序列组成。中点重合，且面积相等，这就是PWM波形。,图4-7 PWM波代替正弦半波 a)正弦半波 b)PWM波,30,4.3.1 三角波调制法及其控制模式,与正弦波等效的PWM波形，也称SPWM（Sinusoidal PWM）波形。对于正弦波的负半周，也可以用同样的方法得到PWM波形。PWM波形可分为等幅PWM波和不等幅PWM波两种。基于等效面积原理，PWM波形还可以等效成其它波形,图4-7 PWM波代替正弦半波 a)正弦半波 b)PWM波,31,4.3.1 三角波调制法及其控制模式,PWM波形的每个脉冲宽度可以采用计算法或调制法得到。计算法：准确计算PWM波各脉冲宽度和间隔，器件的通断，得到所需PWM波形。调制法：把希望输出的波形作为调制信号，把接受调制的信号（波形）作为载波，通过信号波的调制得到所期望的PWM波形。等腰三角形具有左右对称、作为载波，称为三角波调制法（或称“”调制法）。,32,4.3.1 三角波调制法及其控制模式,“”调制法如图4-8，电路，输入正弦波参考电压uR和三角波电压uC，得到PWM调制电压脉冲。uRuC，A的输出为高电平,uRuC，A的输出为低电平。uR与uC的交点之间的距离随参考电压uR的大小而变，决定了脉冲宽度。,图4-8 三角波调制法原理a）电路原理图 b）PWM 脉冲的形成,33,4.3.2 同步调制与异步调制,载波频率fC与调制信号频率fR之比mf fC/fR称为载波比。根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，可分为异步调制和同步调制。1同步调制方式三角波电压频率fC与参考电压的频率之比fC/fR常数，一般取载波比为奇数其优点：可保持输出波形的正、负半波完全对称，输出电压只有奇次谐波存在，偶数次谐波为0。缺点：当逆变器低频输出时，每个周期内的PWM脉冲数过少，低次谐波分量较大，难以滤波。,34,4.3.2 同步调制与异步调制,当电压型单相半桥逆变电路用于PWM调制时，若用N=9时的同步调制，如图4-9。如果用于三相逆变电路，要求载波比为3的倍数。,图4-9 同步调制PWM波形,35,4.3.2 同步调制与异步调制,2异步调制方式异步调制方式：载波比fC/fR不等于常数，随着fR的变化而变化，采用的是固定不变的三角载波频率。缺点：一般三角波调制频率fC为定值，当参考电压频率fR连续变化时，不能被3整除的数，将会导致负载电动机运行的不够平稳。优点：低速运行时，逆变器输出电压每个周期内的PWM脉冲数相应增多，具有较好的低频特性。,36,4.3.2 同步调制与异步调制,3分段同步调制方式分段同步调制方式：集同步和异步调制方式之所长，并克服两者不足。把fR范围划分成若干个频段，每个频段内都保持载波比mf为恒定，不同频段的载波比不同。采用分段同步调制方式,图4-10 分段同步调制曲线,图中采用滞后切换。,37,4.3.3 单极性与双极性PWM模式,1单极性PWM模式 产生单极性PWM模式的基本原理如图4-11所示。图中的调制电路由比较电路、反相电路组成。uC与参考电压uR比较（图4-8），产生单极性PWM脉冲，参考电压uR与零电压比较产生电平信号。,图4-11 单极性PWM模式（单相）a)电路原理图,38,4.3.3 单极性与双极性PWM模式,图4-11 单极性PWM模式（单相）a)电路原理图 b）控制波形 c)控制波形 d)输出波形,如图4-11的三角波载波。在uR正半周期内，VT4导通VT3关断，uR uC时，VT1导通VT2关断，uO=Ud，uR uC时，VT1导通VT2关断，uO=0，uR uC时，VT2导通VT1关断，uO=-Ud，uO 0.,39,4.3.3 单极性与双极性PWM模式,图4-12 双极性PWM模式调制原理,2双极性SPWM模式采用的是正负交变的双极性三角载波uC与参考波uR。PWM脉冲通过uC与uR的比较直接得到。VT1和VT4，VT2和VT3同时通断，上下开关互补。当uRuC时，VT1和VT4导通，VT2和VT3关断，输出电压uo=Ud。io0，电流通过VT1和VT4，io0，电流通过VD1VD4。,40,4.3.3 单极性与双极性PWM模式,当uR uC时，VT1和VT4关断，VT2和VT3导通，输出电压uo=-Ud。如果io 0，则电流通过VT2和VT3，如果io0，则电流通过VD2和VD3。双极性PWM模式的三角波载波有正有负，在一个载波周期内，输出PWM波有Ud两种电平。对比图4-11d）和图4-12b），单极性PWM模式要比双极性PWM模式输出电压中高次谐波分量小得多。,41,正弦波脉宽调制型逆变器称为SPWM逆变器。实现SPWM的控制方式有三类，一是采用模拟电路，二是采用数字电路，三是采用模拟与数字电路相结合的控制方式。模拟电路优点是完成uC与uR信号的比较和确定脉冲宽度所用的时间短。数字电路的SPWM逆变器优点是所需硬件少，数字化SPWM技术已占当今PWM逆变器主导地位。,4.3.4 SPWM的自然取样法和规则取样法,42,1自然取样法该法若采用模拟电路由硬件自然确定SPWM脉冲宽度，故称之自然取样法。采用数字的办法，如图4-13，对uC和uR数字表达式联立求解，找出其交点对应的时刻t0、t1、t2、t3、t4、t5 确定相应SPWM的脉冲宽度。计算工作量较大。,图4-13 自然取样法SPWM模式计算,4.3.4 SPWM的自然取样法和规则取样法,43,2规则取样法方法如图4-14，用uC和uR近似交点A和B代替实际的交点A和B。虽有误差，却减小了计算工作量。计算公式 设三角波幅值为uCm，正弦信号波uR，周期分别为TC和TR，脉宽t2、t1及t3可由下式计算：,图4-14 规则取样SPWM调制模式,4.3.4 SPWM的自然取样法和规则取样法,=,(4-11),44,(4-12),4.3.4 SPWM的自然取样法和规则取样法,图4-14 规则取样SPWM调制模式,其中，称为幅度调制比，为信号波的角频率，由式（4-11）和（4-12）可很快地求出t1和t2值。t2可采用查表法，仅需对 值列表存放即可。,45,4.3.5 电流跟踪PWM逆变控制技术,跟踪控制方法指的是将电流或电压波形为指令信号，把实际值作为反馈信号。通过两者瞬时值比较来决定器件的通断，使实际输出跟踪指令信号变化。1电流滞环控制方式电流跟踪型PWM兼有电压型和电流型逆变器的优点：结构简单、工作可靠、响应快、谐波小，滞环电流跟踪型PWM逆变器还因其电流动态响应快。系统运行不受负载参数的影响，实现方便。,46,4.3.5 电流跟踪PWM逆变控制技术,其单相结构如图4-15a）。假设滞环宽为2，iR为给定参考电流，实际电流太小时，使VT2导通、VT1截止，负载电压为+Ud/2，负载电流if上升。,图4-15 滞环电流跟踪型PWM控制电路及波形 a）控制电路 b）电压SPWM波形的产生,a),b),47,4.3.5 电流跟踪PWM逆变控制技术,电流之差达到滞环的下限值-时，即实际电流太大，则使VT1 导通、VT2截止，负载电压为-Ud/2，负载电流if下降。,图4-15 滞环电流跟踪型PWM控制电路及波形 a）控制电路 b）电压SPWM波形的产生,a),b),48,4.3.5 电流跟踪PWM逆变控制技术,fC是变量，与下述因素有关：fC与滞环宽成反比，滞环越宽，fC越低;Ud越大，负载电流上升的速度越快，if到达滞环上限的时间越短，因而fC随 Ud值增大而增大;L值越大，电流的变化率越小，if到达滞环上限的时间越长，因而fC越小。fC与R的变化率有关，diR/dt越大，fC越小；反之，PWM脉宽越小，即fC越大。,49,4.3.5 电流跟踪PWM逆变控制技术,滞环电流跟踪型PWM的特点为：控制电路简单；属于非线性砰-砰控制，跟踪输出响应快；当选取滞环较小时，跟踪精度可以很高；属于闭环控制；开关频率不固定，带来开关损耗和输出滤波器设计方面的矛盾；滞环电流跟踪控制的研究工作主要集中在如何稳定开关频率。,50,4.3.5 电流跟踪PWM逆变控制技术,图4-16 三角波比较方式电流跟踪型逆变电路,2三角形比较方式基本原理图4-16为三角波比较方式电流跟踪型逆变电路把指令电流iR和实际输出电流if进行比较求出偏差，放大后，再去和三角波进行比较，产生PWM波形。,放大器A通常具有比例特性。,51,4.3.5 电流跟踪PWM逆变控制技术,特点 器件的开关频率是固定的，等于载波频率。3定时比较方式以固定采样周期对指令信号和被控制变量进行采样，根据偏差的极性来控制开关器件通断。在时钟信号到来的时刻，当if iR，则使VT2导通、VT1截止，负载电压为+Ud/2，使负载电流if增大。每个采样时刻的控制作用都使实际电流与指令电流的误差减小。,52,4.3.5 电流跟踪PWM逆变控制技术,4关于跟踪控制的讨论1）当指令信号不是正弦波时，则上述控制为电流跟踪PWM逆变控制。2）如果上述三种控制方法用于电压跟踪控制，应经过滤波。如果对输出电压幅值精度要求不高，还可以采用电压开环控制。3）当指令信号为直流信号，则上述变换器就成为直流变换器，跟踪控制还可以用于下面一章的PWM整流等场合。,53,4.3.5 电流跟踪PWM逆变控制技术,4）单相电流跟踪SPWM逆变控制采用半桥逆变电路时，只能为双极性。对于单相桥式逆变电路：一是电压跟踪控制时，可单极性电压输出，也可双极性电压输出；二是用于电流跟踪控制时，由于输出电压与输出电流存在相位差，不建议采用单极性控制模式。5）三个半桥逆变电路可以组成三相逆变电路，不过，三相指令信号相位互差1200。,54,4.4 三相桥式方波逆变,4.4.1 电压型三相逆变电路 4.4.2 三相电流型逆变电路,55,4.4 三相桥式方波逆变,三相桥式方波逆变电路中共有6个开关管，依据每个开关管在一个周期中的导通时间分为120导电型与180导电型。120导电型与180导电型仅针对方波逆变而言，不适用于PWM逆变。对于180导电型三相桥式方波逆变电路，每一时刻有3个开关管导通。对于120导电型三相桥式方波逆变电路，每一时刻有2个开关管导通。,56,4.4.1 电压型三相逆变电路,电路结构 电路由三个半桥电路组成，二极管VD1VD6为续流二极管，三个中点接三相负载。,图4-17 电压型三相桥式逆变电路,工作原理电压型三相桥式逆变电路的基本工作方式为180导电型，同一相上下桥臂交替导电，各相开始导电的时间依次相差120。,57,4.4.1 电压型三相逆变电路,在一个周期内，6个管子触发导通的次序为VT1VT6，依次相隔60。,图4-17 电压型三相桥式逆变电路,导通的组合顺序为 VT1VT2VT3、VT2VT3VT4、VT3VT4 VT5。设负载为星形联接，三相负载对称，中性点为N为了分析方便，将一个工作周期分成6个区域。,58,4.4.1 电压型三相逆变电路,图4-18 逆变桥的等效电路（T1 T2 T3导通）,在0t/3区域，设uG10，uG20，uG30，则有VT1、VT2、VT3导通，等效电路如图4-18所示。,（4-13）,（4-14）,线电压为,Ud为输入直流电压。,输出相电压为,59,4.4.1 电压型三相逆变电路,同样,其余5个时域的相电压和线电压值如表4-1所示。,表4-1 三相逆变桥工作状态表,60,4.4.1 电压型三相逆变电路,图4-19 电压型三相桥式逆变电路工作波形,右图为输出相、线电压波形，与驱动波形的对应关系。导通顺序依次为1-2-3-4-5-6，驱动波形1-2-3-4-5-6，依次滞后60度。,61,4.4.1 电压型三相逆变电路,图4-19 电压型三相桥式逆变电路工作波形,图4-19中，负载线电压为120正负对称的矩形波。相电压为180正负对称的阶梯波。相位互差120。180导电型同一相上下桥臂须“先断后通”方法。120导电型不存在上下直通的问题，但其输出交流线电压有效值低。故一般采用180导电型。,62,4.4.1 电压型三相逆变电路,数值分析 把输出线电压uUV展开成傅里叶级数得,式中n=6k1，k为自然数。输出线电压有效值UUV为,其中基波幅值UUV1m和基波有效值UUV1分别为,(4-15),(4-16),(4-17),(4-18),63,4.4.1 电压型三相逆变电路,把相电压uUN展开成傅里叶级数得,其中基波幅值UUNnm和基波有效值UUNn分别为,式中n=6k1，k为自然数，负载相电压有效值UUN为,(4-19),(4-20),(4-21),(4-22),相电压谐波失真度为,(4-23),64,4.4.1 电压型三相逆变电路,例题4-2：三相桥式电压型逆变电路，180导电方式，Ud=510V。试求输出相电压的基波幅值UUN1m和有效值UUN1、输出线电压的基波幅值UUV1m和有效值UUV1、输出线电压中5次谐波的有效值UUV5。,=,=,=,=561(V),=230(V),=325(V),=398（V）,=,=79.6(V),解：,65,4.4.2 三相电流型逆变电路,1电流型三相桥式逆变电路电路结构输入直流侧串接大电感，逆变桥采用作为GTO可控元件。基本工作方式是120导通方式，任意瞬间只有两个桥臂导通。导通顺序为VT1VT6，依次间隔60，每个桥臂导通120。,图4-20 电流型三相桥式逆变电路,组合为 VT1VT2、VT2VT3、VT3VT4。将一个工作周期分成6个区域。,66,4.4.2 三相电流型逆变电路,工作原理图4-21输出电流波形。它与负载性质无关。输出电压波形由负载的性质决定。输出电流的基波有效值I1和直流电流的关系式为,(4-24),图4-21 电流型三相桥式逆变电路输出电流波形,67,4.4.2 三相电流型逆变电路,2SCR构成的电流型直-交变换电路电路结构图4-22直-交电流型变频电路。直流环节用大电感滤波。逆变器采用晶闸管构成的串联二极管式电流逆变电路完成直流到交流，并实现输出频率的调节。,图4-22 电流型直-交变换电路,68,4.4.2 三相电流型逆变电路,工作原理电力电子器件SCR的单向导电性使得Id不能反向。如果直流侧Ud可以迅速反向，实现能量回馈。换流电路由换流电容、隔离二极管和负载阻抗组成。由于负载为换流电路的一部分,故其换流过程复杂。,图4-22 电流型直-交变换电路,69,4.4.2 三相电流型逆变电路,假定原先逆变器中的VT5、VT6导通，构成W、V相通电；现要换流至VT6、VT1导通，即负载的U、V相通电，中间发生的VT5至VT1的换流过程可通过图4-23来说明。（1）换流前运行阶段其路径如图4-23a）所示，图中涂黑器件表示导通器件。电容C5充有极性左（-）、右（+）,图4-23 电流源型逆变器换流过程a）换流前运行阶段,70,4.4.2 三相电流型逆变电路,图4-23 电流源型逆变器换流过程b）恒流充、放电阶段,（2）晶闸管换流与恒流充放电阶段触发VT1后立刻导通，此时VT5立即关断。电流经VT1再经 C1 C3串联再和 C5并联(其值为3C/2)。当uC5(负值）uUW，则VD1不能导通，VD5继续流通。VT5一直承受反压，以保证其可靠关断。Id不变，恒流充电。当uC5=uUW后，则VD1导通，与VD5换流。,71,4.4.2 三相电流型逆变电路,图4-23 电流源型逆变器换流过程c）二极管换流阶段,（3）二极管换流阶段VD1与VD5换流阶段，同时导通，C1 C3串联再与 C5并联的等效电容与电机U、W两相绕组漏电感2L构成串联谐振谐振过程使U相电流由零上升至 Id，W相电流下降至零，则VD1导通，VD5关断。由于U、W两相绕组中电流迅速发生变化，使相电压波形出现尖峰。,72,4.4.2 三相电流型逆变电路,图4-23 电流源型逆变器换流过程d）换流后运行阶段,（4）换流后运行阶段进入 VT1VD1与VT6 VD6及电机U、V相的稳定导通新阶段。电容C1上电压充成左（+）、右（-），如图4-23d）所示。为下次的强迫换流做准备。换流电容为可靠换流起着重要的作用。,73,4.4.2 三相电流型逆变电路,理想输出波形如图4-24所示。当负载Y接时，每相电流波形如图4-24a），当负载型接法时，每相负载中电流波形如图4-24b）。,图4-24 电流型逆变器输出相电流波形 a）负载Y接 b）负载接,74,4.5 三相SPWM逆变,4.5.1 三相SPWM逆变控制与输出电压波形 4.5.2 电压空间矢量PWM(SVPWM)控制技术,75,4.5.1 三相SPWM逆变控制与输出电压波形,1控制信号 电路见右。采用双极性控制，共用一个载波uC时，,控制信号的特点为：上下桥臂相位上互补；驱动信号关断后加上负电压；任何时刻，三个控制信号处于高电平，另三个低；已调制控制信号的脉宽随时间按正弦规律变化。,三相正弦调制信号uRU、uRV、uRW互差120,对N来说，上管通为Ud/2，下管通为-Ud/2。,76,4.5.1三相SPWM逆变控制与输出电压波形,图4-25 三相SPWM逆变控制信号,77,4.5.1三相SPWM逆变控制与输出电压波形,图4-26 三相SPWM逆变输出电压波形,78,2输出电压波形分析 当uRUuC时，控制脉冲uG1输出高电平开通VT1，控制脉冲uG4输出低电平关断VT4，反之相反。（1）12区间VT5VT6VT1通VT2VT3VT4断,见表4-1或见等效电路，则,、,分别表示N和,对电源负极的电压。,4.5.1三相SPWM逆变控制与输出电压波形,79,（2）23区间 VT1VT3VT5通VT2VT4VT6断,见等效电路则,其它各时段的分析与上述类同，uUN、uUV波形如图4-26所示。（见下页重复）也可以求出并画出其它波形。负载中点对输入电源中点的电压是波动的。,4.5.1三相SPWM逆变控制与输出电压波形,80,4.5.1 三相SPWM逆变控制与输出电压波形,图4-26 三相SPWM逆变输出电压波形,81,（3）输出电压分析在满足电压幅值调制比ma 1、频率调制比mf 1的条件下，输出电压如下。,输出相电压基波幅值为,输出相电压基波有效值为,(4-25),(4-26),输出线电压基波幅值为,(4-27),4.5.1 三相SPWM逆变控制与输出电压波形,82,输出线电压直流电压利用率为,(4-29),输出线电压基波有效值为,(4-28),直流电压利用率是指逆变电路所能输出的交流电压基波最大幅值U1m和直流电压Ud之比。调制比ma=1，直流电压利用率0.866，应采取其它措施。,4.5.1 三相SPWM逆变控制与输出电压波形,83,例题4-3：三相SPWM逆变电路，当直流电压为8001000V之间变化时，要求输出基波电压为380V，电流为10A，三相电阻负载，如果该逆变变换器的效率为97%，求幅值调制比ma的范围、输出功率P0和最大输入平均电流Idmax。,解：输出线电压基波有效值为,ma=0.620.78,输出功率,=,=6582（W）,=380V,输入功率与效率的乘积等于输出功率，直流电压最小值Udmin时，输入平均电流Idmax最大,（A）,4.5.1 三相SPWM逆变控制与输出电压波形,84,3提高直流电压利用率和减少开关次数（1）梯形波调制方法的原理及波形采用梯形波作为调制信号，相当于ma 1的过调制状态。可有效提高直流电压利用率，如图4-27所示。,图4-27 梯形波为调制信号的PWM控制,4.5.1 三相SPWM逆变控制与输出电压波形,85,梯形波三角化率用s=Ut/Uto描述，Ut为梯形波的实际高度，Uto为梯形两腰延长后相交所形成的三角形的高。s=0时梯形波变为矩形波，s=1时梯形波变为三角波。梯形波为调制信号的PWM控制的波形，,图4-27 梯形波为调制信号的PWM控制,梯形波的幅值和三角化率决定了输出波形的幅值。,4.5.1 三相SPWM逆变控制与输出电压波形,86,（2）线电压控制方式 3次谐波叠加法线电压控制方式，克服梯形波调制方法存在输出电压谐波大的问题，其目标是：使输出线电压不含低次谐波；提高直流电压利用率。直接控制手段仍是对相电压进行控制，在相电压调制信号中叠加3次谐波，使之成为鞍形波。合成线电压时，3次谐波相互抵消，所以线电压为正弦波。,4.5.1 三相SPWM逆变控制与输出电压波形,87,只要鞍形波中的基波与三次谐波幅值选择得当，即使基波分量幅值大于1，鞍形波的调制信号幅值可以小于1。提高了直流电压利用率，线电压也没有由于调制信号谐波引起的输出谐波。,图4-28 叠加3次谐波的调制信号,4.5.1 三相SPWM逆变控制与输出电压波形,88,（3）三相SPWM逆变电路的特点采用SPWM控制的三相逆变电路输出电压谐波特性相对于三相方波逆变电路大为改善，最低次谐波在开关频率附近。与单相SPWM电路类似，三相SPWM电路实现输出电压的频率、幅度可调。直流电压利用率不高，比单相电路更低，常采用调制波注入三次谐波的方法,4.5.1 三相SPWM逆变控制与输出电压波形,89,4.5.2 电压空间矢量PWM(SVPWM)控制技术,SVPWM是从交流电机的角度出发产生理想磁链圆，其主要的思想是在一个PWM周期内，通过合理分配电压矢量的工作时间来合成所需的参考电压空间矢量。SVPWM的控制方案有三个部分，即空间电压矢量的区间分配、空间矢量的合成和控制算法，SVPWM的算法主要步骤如下：判断参考空间电压矢量的所处扇区；计算所在扇区的开关空间电压矢量的工作时间；根据电压矢量工作时间合成PWM信号。,90,4.5.2 电压空间矢量PWM(SVPWM)控制技术,逆变器的上桥臂和下桥臂开关状态互补SUSV SW可以用S1与S4、S3与S6、S5与S2三组功率器件的开关状态来描述。1表示上桥臂功率器件开通，0代表下桥臂功率器件开通,图4-29 三相逆变器及负载结构图,共有八种组合种分别为(0，0，0)、(0，0，1)、(0，1，0)(0，1，1)、(1，0，0)、(1，0，1)、(1，1，0)、(1，1，1)对应着八种开关模式。,91,4.5.2 电压空间矢量PWM(SVPWM)控制技术,1.空间电压矢量与正六边形磁链轨迹空间电压矢量表达式,(4-30),幅值Us等于线电压的有效值。当uU、uV、uW由8种开关序列产生时，根据上式得到2个零电压空间矢量和6个非零基本电压空间矢量。根据表4-2得到的空间电压矢量，可以得到如图4-30所示的SVPWM空间电压矢量图。,92,4.5.2 电压空间矢量PWM(SVPWM)控制技术,表4-2 功率器件不同开关模式下的空间矢量,93,图4-30 SVPWM空间电压矢量图,一个周期内，在一个周期内，6个非零电压矢量按顺序作用一次，定子磁链矢量轨迹将构成一个封闭正六边形。（简单无图）,4.5.2 电压空间矢量PWM(SVPWM)控制技术,图4-31为的SVPWM空间电压矢量图,94,图4-30 SVPWM空间电压矢量图,要保持正六边形，各非零电压矢量作用时间相同。同时插入零电压矢量的作用时间。零矢量的插入有效地解决了磁链矢量幅值与旋转速度的矛盾。但六边形有较大谐波。,4.5.2 电压空间矢量PWM(SVPWM)控制技术,95,2任意角度的期望电压矢量要获得更多边形（6N边形），须有更多的电压空间矢量。SVPWM技术是用电压矢量产生正6N边形磁场轨迹。以第一扇区为例，用1、2合成参考矢量s，得到,(4-31),(4-32),4.5.2 电压空间矢量PWM(SVPWM)控制技术,图4-31 电压空间矢量在扇区I中的合成图,96,TS为期望电压矢量需要的时间，T1为1工作时间；T2为2工作时间。得,(4-33),(4-34),S反映了输出电压有效值。根据T1+T2TS，求得S最大值出现在=30，为 Ud/2，线电压峰值为Ud，直流电压利用率为1，比SPWM方法高出15%。,4.5.2 电压空间矢量PWM(SVPWM)控制技术,图4-31 电压空间矢量在扇区I中的合成图,97,当期望产生正6N边形旋转磁场时，需要6N个电压矢量。其中已有6个基本矢量，通过计算，得到期望电压矢量所需的矢量作用时间。构成期望电压矢量。然后构成期望的正6N边形旋转磁场。,图4-31 电压空间矢量在扇区I中的合成图,4.5.2 电压空间矢量PWM(SVPWM)控制技术,98,3正6N边形磁链轨迹产生正6N边形磁链，需要非零电压矢量与零电压矢量合成期望电压矢量。合成期望电压矢量的方法很多，为了避免混乱，以开关损耗和谐波分量都较小为原则，尽量使PWM输出波型对称。两个基本电压矢量分别分为两次作用，其作用时间分别等分为二分之一，放在合成期望矢量的首端和末端，其中首尾为同一矢量，中间同一矢量。,4.5.2 电压空间矢量PWM(SVPWM)控制技术,99,具体来说，磁链轨迹某一个边由-矢量（时间）,4.5.2 电压空间矢量PWM(SVPWM)控制技术,七步组成，图4-32为期望6N边形某一边磁链轨迹。每个边需要的时间TS即为开关管的开关周期。,图4-32 期望6N边形某一边磁链轨迹,100,图4-32 期望6N边形某一边磁链轨迹,图4-32应遵循以下几点根据对称原则，第一步与第七步、第二部与第六步、第三步与第五步分别为同一矢量。,4.5.2 电压空间矢量PWM(SVPWM)控制技术,零矢量还要符合下面的开关次数最少原则，比如，第三步和第五步为2开关状态为（110），第四步应选择（111），而不能选（000）。开关次数最少,101,图4-32 期望6N边形某一边磁链轨迹,每个周期均以零矢量开始，并以零矢量结束。在一个开关周期内，三相状态均各变化一次。可以产生期望输出的时间。,4.5.2 电压空间矢量PWM(SVPWM)控制技术,(4-33),(4-34),期望三相线电压幅值为US，频率为fS，直流电压Ud检测得到，按设计确定N与，则得矢量作用时间T1T2,102,4.三相SVPWM逆变电路的特点开关状态改变对应相邻矢量输出，仅有一次开关状态切换，开关损耗可能比较小。构造的期望电压矢量越多，开关周期TS越小，磁场轨迹更接近于圆，但功率器件的开关频率越高。利用空间电压矢量直接生成三相PWM波，计算相对简便，动态性能较好。与一般的三相SPWM逆变电路相比，直流电压利用率更高，最多可高出15%。,4.5.2 电压空间矢量PWM(SVPWM)控制技术,103,4.6 多重逆变电路和多电平逆变电路,4.6.1 多重逆变电路 4.6.2 多电平逆变电路,104,4.6 多重逆变电路和多电平逆变电路引言,对电压型电路来说，输出电压是矩形波；对电流型