电子镇流器PPFC电路介绍.docx
贴片元器件的封装尺寸封装尺寸与功率关系： 0201 1/20W 0402 1/16W 0603 1/10W 0805 1/8W 1206 1/4W 封装尺寸与封装的对应关系 0402=1.0mmx0.5mm 0603=1.6mmx0.8mm 0805=2.0mmx1.2mm 1206=3.2mmx1.6mm 1210=3.2mmx2.5mm 1812=4.5mmx3.2mm 2225=5.6mmx6.5mm3AAA牌高品质、高性能的电子镇流器时间：2009-12-29 3AAA牌高品质、高性能的电子镇流器 取代电感型镇流器节电效果显著 深圳市恒耀电器设备有限公司 众所周知，采用电子镇流器，点亮荧光灯都可以得到无频闪、无噪音、节省电力的效果。但对于专业设计人员，决策者来说有必要进一步了解相关国家标准及专业知识，以便合理选用。如选择使用不当，不但节电效果不充分，而且还会带来严重的不良后果。 国家实行的强制CCC认证，是对电子镇流器提出的最基本要求，包括以下3个标准，结合3AAA产品的性能分别进行探讨： GB19510.4 灯的控制装置：荧光灯用交流电子镇流器的特殊要求。 GB17625.1 电磁兼容限值，谐波电流发射限值。(设备每相输入电流16A) GB17743 电气照明和类似设备的无线电骚扰特性的限值和测量方法。 GB19510.4早在(GB15143)长城认证中就已执行，它主要包括接地装置、防止意外接触带电部件措施、防止电击、防潮、绝缘、耐热、耐火、耐腐蚀、灯管异常时的保护及标志等。 3AAA牌EAA型电子镇流器，具有端子接地与外壳双重接地方式，确保接地良好，电路板件有高耐压的绝缘材料进行电器隔离。并采用专用镇流器封灌胶封灌、更具良好的防潮、绝缘、耐腐蚀效果，设有灯管异常时的保护。 GB17625 本文件主要要求的是2次谐波及3-39次各奇次波，量值的限定。对于电感型镇流器，功率因数的表示为COS，由于电感镇流器电流滞后电压90°所以产生的后果是输入电压与输入电流的相位移，带来电网利用率的降低，一般电感镇流器功率因数为0.5左右，在灯具中按每10W功率1F电容，进行容性补偿，可得到0.80.85左右的功率因数。电感镇流器产生的总谐波含量很小，经5A型电子镇流器测试仪测试结果，谐波大至在10%，所以对电网的污染并不严重。 但在开灯启辉时的高压放电，通过电网对所接入的相关电器影响很大。 电子镇流器的功率因数是以“”表示的，电子镇流器工作过程是工频（50HZ） 脉动直流 滤波（直流DC） 逆变（高频20KHZ60KHZ） 点灯。 当脉动直流，对电容进行充电的过程中，完成滤波，如果这只镇流器是没有经过功率因数修正的，便产生脉冲状的充电，脉冲状的输入电流含有大量谐波。 谐波电流，倒流过电网，造成电网污染，另一方面谐波电流，流过线路，在线路阻抗上生成谐波电压降，使电网的正弦波发生畸变。 过量的谐波电流，会使线路和配电变压器过热、谐波电流还会引起电网LC谐振，同时可能损坏高压电网的高压电容。在三相四线供电方式中，中线与三相谐波电流叠加，会导致中线电位升高，尤其一般中线较细，甚至会烧断，造成三相电电压不平衡，大量损坏电器 另有发现使用大量高谐波含量电子镇流器，使电网正弦波严重畸变，当插入一些电感镇流器点灯,经很短的时间后烧毁,具有严重畸变的电网会使网内各种电磁设备严重发热降低使用寿命。 目前，许多家电、计算机大量采用类似电子镇流器的开关电源，都会产生相同的结果，但日光灯的功率总量也许是最大的。 在电感镇流器中，表示功率因数用相位差COS表示。 而在电子镇流器中功率因数用“”表示，说明它并不是相位差带来功率因数变低，也即不能用电容进行补偿。在电子镇流器中，功率因数与谐波是相关联的，并不需要过分要求功率因数，它只对电网利用率产生影响。 而谐波含量更应关注，尤其在大量群装时，更为重要。其实在GB17625.1中谐波含量是对2次、3次、5次、7次39次，各奇次波分别规定限制，而并非常说的总谐波含量，对于长城认证中的L级低谐波含量电子镇流器，与H级高谐波含量电子镇流器的概念，随着长城认证的废除不必再提了。 当前大力推广的节能灯谐波含量很大，由于多用于分散家装使用，不会对电网带来很大影响，但在商场，办公楼大量集中使用，问题会很严重。 尤其当前，商业照明大量使用筒灯应该考虑采用插拔PLC管，配合低谐波的高性能电子镇流器。 为降低谐波含量，提高功率因数，必须对电子镇流器的输入电流进行修正，以确保低的谐波含量。 有源功率因数修正法，也称主动功率因数修正（APFC）。 有源修正实施的电路方案大都基本相同，采用集成电路控制升压的BOOST电路，达到功率因数修正，一般可将功率因数提高至0.990.998，谐波总量控制在10%以下，在电路结构上由于谐波总量与无线电骚扰限值GB17743相制约，强求更低的谐波总量会对无线电骚扰限值有影响。 有源功率因数修正方法的电子镇流器有很宽的电源输入范围。并可使灯功率保持不变。波峰比指标好，点灯时灯头温度低，延长灯管寿命。 但电路复杂，电功率消耗较大的缺点。 3AAA牌EAA型、T5专业型电子镇流器针对T5管，灯头温度高寿命较短等主要问题采用有源功率因数修正电路达到降低灯头温度，得到延长灯管寿命的结果。 无源功率因数修正法（PPFC），也称被动式功率因数修正。 无源修正通常有四种方法： 1.逐流式电路： 采用逐流式电路生产的电子镇流器，可将功率因数提高至0.90.97但3次谐波、仍高于30%，当然达不到3C认证而且灯电流波峰比大于2.0，对灯管寿命有一定影响。 2.双泵电路：性能及指标，远优于逐流电路，但多项参数仍达不到CCC标准，只可用于没有相关要求的特殊场合。 3.高频泵电路：电路简单，可以做到低谐波，合格的灯电流波峰比，达到CCC标准，但由于修正是由高频波的30%50%的量，补偿到DC供电重复流过晶体管。造成晶体管温度过高，从而使镇流器整体温度高。镇流器的温升与寿命关系，壳温每升高10寿命下降一倍。并节电性较差，对电网电压过高时的承受能力也差，这种方案设计的镇流器，尽管可以通过CCC，但温度高，寿命短，电网升高时，损坏严重。 4.复合泵电路： 具有良好的谐波抑制能力。低温升，等同于节电性，低DC可以适应电网，大幅度变化而不损坏。 3AAA牌EAA型，用于T8、PLL、PLC、PLC-T、FC、2D等荧光灯管，采用复合泵式电路。因而具有节电，长寿命，宽电压范围等优秀表现。 GB17743电磁兼容（EMC）高频化电子镇流器由于工作在高频状态，频率都高于20KHZ，而目前普通电子镇流器均采用硬开关技术，晶体管在开关过程中，电流下降关断晶体管，少数载流子的消失，有它的过度时间即延迟时间，晶体管在电流没有完全消失时，电压已上升，关断瞬间晶体管产生数十瓦甚至更高的功率，因而产生巨大的电脉冲，而且频率很高。另一方面电子镇流器在整流管导通对电容充电时，形成脉冲电流。脉冲持续时间短，电流幅度很高，在电源频率上迭加尖峰波，以上两种主要原因，产生电磁骚扰（EMI）和射频干扰（REI）并延电源线传导发射，电磁幅射如不能很有效的控制，使之降低到可以接受的程度，也即高性能电子镇流器应具有优良的电磁兼容性（EMC）。 设想在我们的房间中，如果使用这种不具EMC的镇流器点灯，有害的电磁波，将延布满墙壁的电源线进行传导幅射。人身的健康，仪器设备、计算机数据的准确、很难保障。对于国内强制CCC的GB17743对电磁兼容性制定了基本要求。3AAA牌EAA型电子镇流器通过了国内CCC，同时通过欧盟的CE认证。 CE认证对电子镇流器EMC检测，共有十项。 传导发射、辐射发射、静电放电、辐射抗扰、瞬时浪涌、脉冲传导抗扰、电压迭落与中断、电流谐波、电压波动。对于医疗环境或使用电子设备多的场所及仪器设备的使用环境要求严格的场所，采用3AAA牌高性能高品质的电子镇流器，可使您高枕无忧。 另：3AAA电子镇流器避开34-38KHZ的频率，免除对各种摇控开关的影响。 为使您简明了解，3AAA牌EAA型高品质、高性能电子镇流器的突出表现，说明如下： 节电效果好，3AAA电子镇流器自身功耗大大低于电感镇流器，电子镇流器产生高于20KHZ频率点灯，比工频电点灯，至少提高10%的光效，使用3AAA电子镇流器比采用电感镇流器每年少交3至5个月的电费。 选用3AAA电子镇流器，使灯管发光稳定，没有频闪效应。降低视觉疲劳，保护视力提高工作效率。 不产生噪声。 适应电源电压变化、在常温下，可以在130V265V启动并安全工作。 点亮灯管可靠，延长灯管使用寿命。 高功率因数可达0.97-0.99。 有效提高照明质量。 低谐波含量2次、3-39次各奇次波总量，小于10%，及小于15%两档。 优秀的电磁兼容性，低幅射，不对仪器和电器设备产生干扰，对人身无伤害。 取得国内CCC强制认证、欧盟的CE认证、北欧Nemko、德国的VDE认证以及澳洲认证和国际100多个国家地区互认的CB认证。 3AAA牌EAA型高性能、高品质的电子镇流器是真正符合环保绿色照明要求的产品。 在使用中保证安全性，并可大大节省电费，对比采用电感镇流器点灯，可在23年内回收灯具成本，超长质保期与其5以下低故障率，请您放心使用。 3AAA电子镇流器在多家超市用于节电改造，当年收回成本。 用3AAA电子镇流器替换电感镇流器，进行节电改造，计算方法如下： 电费（元/度）×单灯电源输入电量（千瓦/小时）×天/年×小时/天=年电费（电感、及电子式）。 优质36W直管用电感镇流器，静态功耗8.5W，动态功耗10W，灯功率36W。 优质18W直管用电感镇流器，静态功耗8W，动态功耗9.5W，灯功率18W。（动态功耗是在使用过程中，温度等因素决定的） 3AAA 36W直管用电子镇流器，自身耗电约4W，由于高频点灯，可至少提高10%的亮度，故点灯功率只设计为32W。 3AAA 18W直管用电子镇流器，自身耗电约2W，点灯功率设计为16W。 设电费1元/度、年点灯360天、每天点灯12小时、共用1000只灯管。 计算电感18W灯具、每千只年电费： 1元/度×18W9.5W千瓦/小时×360天×12小时×1000只灯=11.88万元 1000 计算3AAA电子镇流器18W灯具、每千只年电费 1元/度×16W2W千瓦/小时×360天×12小时×1000只灯=7.78万元 1000 计算表明对于18W直管荧光灯，采用3AAA牌电子镇流器节电显著。 对比结果： 标准工作电压下，采用3AAA电子镇流器比采用国外优质电感镇流器节电 34.51%。每千灯管年节约4.1万度电，如装修周期为五年,至少节电20.50万度电,节约电费20.50万元，每支灯管节电205度电，节约电费205元。 如长明灯,每千灯管年节约8.32度电，如装修周期为五年,至少节电41.60万 度电,节约电费41.60万元，每支灯管节电416度电，节约电费416元。 A、逐流式电路关于逐流电路的波峰比问题许多资料上都谈到采用逐流电路作PFC时,其CF值不可能小于1.7,那位高手能从理论上说明这个问题? 简单答复该电路在供电时波谷太深,电压也较低,供电波形交流成分较多,在供电的波谷时由于供电不足,反映到灯电流上就造成灯电流变化范围加大,这样一来,反映到灯电流上就是波峰系数大.回复2帖谢谢答复!如果是供电不足的话,那么在小功率运用时就有可能降到1.7以下? 回复3帖不会这种模式的供电已决定了波峰系数 回复5帖可以这样:D8改为两只二极管串联,在中间连接点与V1的e极间接一只适当的电容器,可将CF压至1.6,但这已经不能再称为逐流电路了,好比电容三点式振荡电路中,在Clapp振荡器的L上并联一个C后,就称为Scilcr振荡器了.回复6帖其实这样的逐流电路不能改变CF的根本原因就是灯电流的高频调制波依然没有改善.这个你可以通过波性看出来.然而此电路却轻而易举的将PF提高到0.9以上,所以对于PF和THD是一个好的改善(相比只有一个CAP).但是电容两端的电压依然跟随输入电压的变化出现波峰波谷,所以这是根本原因.而要改善CF最直接的办法就是加大电解电容,然而此法又会带来PF和THD的不好,所以现在此电路已经没有什么优势了,因为CCC的颁布,要求很严格.但是,此电路的重要意义就是为人们提供了一种思想.对于初学者还是很有必要理解的.回复7帖运用高频返馈环路改进型逐流电路就可以了逐流滤波电路及改善三项指标的思路B、双泵电路与高频泵电路1 引言 普通电子镇流器拓扑，由带无源LC滤波器的桥式整流电路和高频逆变器组成，它已不能满足电网的严格要求，如线路输入端的功率因数要高，电网电流的THD要低等。断续升压式PWM变换器及其拓扑，可采用简单的控制电路，达到较高的功率因数，不过，它需要附加一只笨重的升压电感器，此外，开关功率管上的电压/电流应力一般也比较大。综合考虑，该电子镇流器的性能/价格比就不会太高。近年来，采用充电电容和高频交流源来进行功率因数校正（PFC）的电子镇流器成为极具吸引力的电路拓扑。因为，充电电容器按类似“电荷泵”的方式来调整输入电流的波形，这类电路，也叫做“电荷泵”功率调节器。因为在电路中，取消了升压电感器，输入端的LC滤波器的体积就大大减小了，镇流器的成本还可能降低。但是，其输入电流的THD>15，灯电流的CF>2.4。本文在对该“电荷泵”电路的工作原理和存在问题进行分析后，采用二极管箝位技术克服了这些存在的问题，使在开环控制下，就能得到良好的输入电流和灯电流波形。为了验证理论分析结论，还提供了实验结果。 2 工作原理和存在问题 图1为典型的“电荷泵”式电子镇流器电路图，图中Lr与Cr是谐振元件，Cb1是隔直电容。该电路和普通镇流器电路的区别是：普通镇流器是在整流桥后紧接高频逆变器，而本电路是增加了一只电容Cin和二极管Dc，这两个元件在调整输入电流波形方面起到了关键作用。图1电路可分为两部分：PFC及DC/AC逆变。图2为其PFC部分的等效电路和理想波形。为了简化分析，把Cr两端的电压看作独立的高频电压源（Ua）。通过设计，使直流母线电压Udc高于输入的电网电压Ug，二极管Dc不会导通。从而，输入电流就等于Cin的的正向充电电流，电流的方向如图2（a）所示。这是通过调节ug和udc来实现的。如果Cin上电荷的变化它正比于Cin两端电压的变化，即ucmaxucmin。参看图2（b）紧跟着输入电压ug变化，则可使功率因数达到1。具体分析如下： (a) 阶段1 (b)阶段2 (c) 阶段3 (d) 阶段4 图1 典型电荷泵电子镇流器电路 图2 PFC原理 (a) 等效电路 (b) 理想的波形 2.1 PFC原理分析 在一个开关周期内电荷泵电路的稳态工作，可分为四个拓扑阶段，如图3所示。理论波形如图4所示。 图3 PFC电 路 的 四 个 拓 扑 阶 段 图4 PFC电 路 的 理 论 波 形 1）阶段10 在这个阶段，因为节点B处的电压ub低于Udc，而高于ug，ugP 。束结段阶此ug，等ub变时t="" 当拉下向ub也把降续ua继而化变uc不的上端Cin两过通流有没Cin中容以所断关DB均桥整Dc和管极二则> <ub<udc，则二极管Dc和整流桥DB均关断。所以，输入电容Cin中没有电流通过，Cin两端上的电压uc不变化。而ua继续下降，把ub也向下拉。当 t=时，ub变得等于ug，此阶段结束。 2）阶段2 在 t=，DB开始导通，ub被箝位到ug，使ub为恒定值。当ua继续下降时，uc必然增加。这样Cin被整流的电网电流充电。在 t=时，ua降至uamin，而uc则达到其最大值。 ucmax=uguamin （1） 3）阶段3() 在 t=之后，ua从uamin开始增加，ub变得大于ug，迫使DB关断，因为ub低于udc，二极管Dc仍被阻断。同阶段1类似，电容Cin中无电流通过，uc维持不变。ua继续增加，ub继续提升，在 t=时，此阶段结束。 4）阶段4()2 在 t=时，ub变得等于udc，二极管Dc开始导通，因为ub被箝位到udc，当ua继续增加时，uc必然下降。Cin的放电电流流入udc，在 t=2时，ua增加到uamax，而uc达到其最小值。 ucmin=uguamax （2） 在 t=2时，该电路工作又进入阶段1，重复下一个开关周期。 从上面分析可以看出，在该电路中的输入电流是断续的，它只在阶段2内有电流流过。在此阶段内，Cin上的电荷变化是： Qch=Cin(ucmaxucmin) （3） 把式（1）和式（2）代入式（3），并考虑到在阶段2时 udc=ug可得到 Qch=Cin(ug2Upudc) （4） 式中：2Up=uamaxuaminua的交流峰-峰值。 因为，在整个开关周期内，整流二极管只在阶段2内导通，则一个周期内的平均输入电流就等于Cin的平均充电电流，即： iin,av=fsQch=fsCin(ug2Upudc) （5） 要使功率因数值大，就期望输入电流紧紧跟随输入电压，即： iin,avug （6） 如果在设计时，使 udc=2Up=ua,maxua,min （7） 就会有： iin,av=fsCinugug （8） 这就意味着，如果满足式（7），该电路就会有良好的功率因数。这里，假定ua是正弦波形。事实上，ua可能是幅值恒定的其它任何波形。ua的直流偏置，也不是决定输入电流波形的因素。只要ua的峰-峰值（2Up）等于udc，就能保证获得良好的功率因数。 从式（5）还可看出，2Up不应小于udc，这可避免电网电压过零时，电网电流发生波形畸变。如果2Up<udc，则在ug|udc-2Up|时，电网电流会变成零。 2.2 输入电流波形和灯电流波形不好的原因 在实际电路中，输入电流可能畸变。这是由于Cin对逆变器电路的影响。该逆变器的工作可分为三个等效的拓扑，如图5所示。图5中R1a'是灯的等效电阻。图5表明，电容Cin在阶段1及阶段3，并不影响电路工作，但在阶段2和阶段4，Cin被接入了谐振电路。在交流等效电路中，Cin同Cr并联起来了。因此，该等效的逆变器，可近似为图6的电路。等效谐振电容值等于CineqCr（而Cb1仅仅是个隔直电容）。 (a） 阶 段1，3 (b) 阶 段2 (c) 阶 段4 图5 逆 变 器 工 作 的 三 个 子 拓 扑 转换后Cin的等效值可近似为一个可变电容Cineq，如图6所示。因为，在一个开关周期内，由Cineq泵入谐振电路中的电荷可由式（4）表示，Cineq两端上的电压变化等于2Up，则该等效的输入电容可以这样估算： 图 6 近 似 等 效 的 逆 变 器 Cineq=Qch/U=Cin(ug2Upudc)/2Up （9） 通常，在交流电网电压半周期内，2Up和udc的变化是很小的，可通过适当的设计，使udc2Up，总能保持住。所以式（9）可写成 CineqCin(ug/2Up)ug （10） 尽管式（10）从数学上讲不是严密的。但它使我们能较好地理解Cin对谐振电路的影响。一般地说，由于Cin的影响，总的谐振电容值（CrCineq）是随着电网电压ug的下降而减小，如式（10）所示。这使得高频交流电压ua的幅值在电网电压半周期内成为可变的。从而，在此半周期内，式（7）就不能成立。于是，输入电流波形畸变了，THD也升高了。因为，灯的阻抗很接近一个具有负的动态值的电阻（负阻），则灯管电压上叠加的100Hz的纹波也会在灯电流波形上引发较强的100Hz纹波。结果，灯电流的波峰比CF值也变高了。 当电网电压变低时，总的谐振电容就变小了。在轻载状态，这可能引起该逆变器的谐振频率偏移到高于开关频率，谐振电路的电流iL将会超前回路电压ut。结果，导致功率开关管MOSFET不能在零电压下开 关 （ZVS） （ 详 见3中 的 论 述 ） 。 在 高 频 工 作 时 ，MOSFET中 的 二 极 管 的 反 向 恢 复 电 流 可 能 会 损 坏MOSFET器 件 （ 详 见3中 的 例 子 ） 。 虽然，选用大的Cr（CrCin）可能会降低Cin引起的影响，但谐振电感器中的电流应力仍然很高。所以，从效率和Lr的体积尺寸两者来考虑，选用大的Cr并不可取。 3 改善输入电流及灯电流波形的办法 根据式（5），要获得正弦输入电流波形，有两个途径：一是调整MOSFET管的开关频率fs，二是获得一种关系式：2Up=udc。调整fs就需要复杂的控制电路，况且，也难保证得到低的灯电流波峰比CF。因此，设法使2Up=udc，是可选择的途径。 3.1 基本的解决思路 图1基本电路的波形示于图7。由于Cin的调制作用，ua的包络线上有明显的100Hz纹波。uc的变化，也不能跟随输入电压ug。为得到良好的输入功率因数，应该滤平ua的包络。在特殊情况下，2Up总是大于udc，可以采用二极管箝位技术，来滤平ua的包络。此电路示于图8，其波形如图9所示。ua的包络被箝在udc（在这种情况下，uamax=udc，uamin=0），式（7）总能成立。可获得正弦输入电流波形。 (a) ua波 形 (b) uc波 形 图 7 基 本 电 荷 泵 电 路 中 的ua及uc波 形 （2Up>udc） 图8 带 箝 位 二 极 管 后 的 改 进 电 路 (c) 模 态3：iL> 0，ua=udc (d) 模 态4：iL>0，0P udc> (e) 模 态5：iL< 0，0 (a) 模 态1：iL< 0，0ua<udc (b) 模 态2：iL > 0，0<ua<udc 图9 有 箝 位 二 极 管 后 ， 改 进 电 路 的ua及uc波 形 3.2 工作原理 该逆变电路的稳态工作可分成六个工作模态，如图10所示。图中，ZA代表Cineg，Cr及R1a'Cb1的等效组合。图11为该电路的仿真波形。在下面讨论中，正向电流和电压的方向按图10所示定义。 图 10 在 新 电 路 中 的 六 个 工 作 模 态 1）模态1 S2关断，电感电流反向流经D1，使S1可在ZVS状态导通。在这种模态下，ua小于udc，uLr1总是正的。从而，电感电流iL的幅值下降，当iL降到零时，这种模态结束。 2）模态2 S1导通，因为ua处于0和udc之间，Da1和Da2均截止。由于电感电压的极性关系，电感电流iL维持正向增长。当ua达到udc时，这个模态结束。 3）模态3（箝位模态或续流阶段） Da1导通，ua被箝位到udc，uLr1为零。因此iL通过Da1和S1续流。当S1截止时，该模态结束。 4）模态4 S1截止，迫使正向的电感电流流经D2。从而使S2以ZVS导通。在这种工作模态中，ua总是正的，所以，电感电压uLr1总是负的，电感电流的幅值下降。当电感电流变成零时，该模态结束。 5）模态5 S2导通，Da1和Da2都不导通。因为ua是处在udc和零之间。加在Lr1上的电压是负的。因此，电感电流按反方向增加，如图11所示。在降到零时，该模态结束。 图11 新 电 路 的 理 论 波 形 图 （uf为 开 关 电 压 ， 虚 线 为 无 箝 位 二 极 管 ， 实 线 为 有 箝 位 二 极 管 ） 6）模态6（箝位模态或续流阶段） Da2导通，ua被箝位到零。电感电流经过Da2及S2续流。在S2截止时，该模态结束，又接着模态1开始下一个循环。 图11表明了有箝位二极管和没有箝位二极管的波形图。没有箝位二极管时，谐振电路电流超前回路电压，不能保证ZVS状态。但是在有箝位二极管时，谐振电路电流就变得滞后回路电压了（由于被箝位二极管引发的续流阶段），MOSFET中的二极管在该开关管导通前总是导通着。自然就可得到ZVS状态。所以，在采用了二极管箝位技术后，ZVS的负载范围变宽了。通过适当的设计，使该箝位二极管只在很短时间内导通，这样箝位二极管的电流应力就会很小。 3.3 进一步的改进措施 从图11可看出，图8所示电路中的灯电压波形（uaudc/2）不是正弦波，这是由于箝位工作模态所致，从而，灯电流中就存在高频谐波分量。这会引起EM1辐射问题。此外，在负载变轻时，该基本电路会受较高的电压应力。这可采用第二级谐振技术来解决。图12为最后所形成的电路。图中Lr2和Cr2构成第二级谐振电路。这可以在负载变轻时，把直流母线上的电压降低，并且还提供必要的电压变换增益去点亮灯管，同时又满足式（7）（这是高功率因数所需要的），由于Lr2及Cr2的低通滤波作用，灯电流波形就接近正弦波。其EM1辐射就小了。因为ua的包络线被箝到udc，灯电流中电网频率的纹波也会很小，灯电流的波峰比也下降了。 图12 采 用 二 级 谐 振 有 箝 位 二 极 管 的 镇 流 器 电 路 4 实验结果 为验证上面的理论分析，进行了实验。图13是在图12中没有箝位二极管时的波形。其功率因数为98，而输入电流的THD是10.4，灯电流的波峰比CF是2.4。 图 13 没 有 箝 位 二 极 管 时 的 波 形 图14是有箝位二极管时的波形（电路参见图12）。图中元件参数如下：Lr1=400H，Cr1=1.2nF，Cin=28nF，Lr2=800H，Cr2=9.4nF；输入电网电压是交流220V，所以udc为310V，工作频率为50kHz。功率因数0.995，THD是4.5，CF是1.58。 图14 采 用 二 级 谐 振 有 箝 位 二 极 管 时 的 波 形 图12电路同图1所示的基本电路相比较，所用磁性元件数相同。图1所示电路中的变压器是必不可少的，这是为了获得适当的电压变比，去点亮灯管，同时要满足式（7）。但图1电路中的谐振电感器的体积尺寸很大，因为它必须在灯点亮瞬间，能维持较大的伏·秒积（在灯点亮瞬间，灯电流较大，有大的电流通过谐振电感，此时，电感不应进入磁饱和）。相反，谐振电感器的Lr1体积尺寸却小得多，因为，在点灯瞬间，Lr2和Cr2之间的第二次谐振，使得ua很小。实验结果表明，所用磁材总体积从基本电路中62cm3降到新电路中的42cm3。虽然在新电路中多用了2只二极管，但新电路中，整个半导体开关器件上的电压应力却大大低于基本电路的电压应力。因而，开关器件的价格也降低了。5 结语 基本的“电荷泵”电子镇流器电路，输入电流的THD高，灯电流的CF高，此外，在轻负载时和低的电网电压时，不易保持ZVS状态。而通过采用简单的二极管箝位技术，使输入电流的波形和灯电流的波形大大改善了，THD和CF明显地降低了。而由于引入了续流阶段，使ZVS也容易维持。此外，由于磁性元件体积的减小，半导体开关管上电压应力的减小，使新电路的成本也降低了。新型电子镇流器摘要：讨论两种采用高频能量反馈技术的电子镇流器，它利用无源滤波技术来改善电子镇流器的波峰比、总谐波失真和功率因数。从而提高电路工作的可靠性和适用性。Abstract:Discussed two electronic ballasts for using high frequency energy feedback technique.Use passive filter technique for improving wave peak ratio ,total harmonic distortion and power factor of electronic ballast,so that increases reliability and suitability of circuit work. 关键词：电子镇流器无源滤波功率因数高频能量反馈有源滤波Keywords:Electronic ballast， Passive filter， Power factor， High frequency energy feedback， Active filter 1电子镇流器及有关问题电子镇流器的负载是一种特殊负载，要求电子镇流器工作时具有能为负载提供稳定电流的能力。由于它具有节能、效率高、节省金属材料（铜、硅钢）等优点，具有很高的经济效益和社会效益，所以引起社会各界的广泛关注。电子镇流器采用高频开关变换技术，体积可以做得很小。但由于高频开关和整流运行的原因，它又存在源侧谐波失真大、电磁辐射干扰严重等缺点，当大批电子镇流器同时工作时，高频谐波会使电源中线严重偏离零电位，同时引入极大的峰值电源电流，严重干扰电源系统供电质量，甚至造成重大经济损失。2电子镇流器的发展从时间上划分，电子镇流器主要经历了以下几个阶段：第一阶段是80年代中期到90年代初期。这期间，电力电子技术由低频向高频发展，APFC（有源功率因数校正）也开始起步，电子镇流器的优缺点开始显现出来。这一阶段电子镇流器的主要特征是：（1）镇流器的输入端采用不可控整流和大电容（或不用电容）滤波，输入电流波形严重畸变，当大量使用时，会造成中线电流增加，严重时会引起镇流器大量损坏甚至造成火灾。（2）采用“逐流”无源滤波技术，使得PF>0.9，THD<30 。 但 是 9次 谐 波 的 波 峰 因 子 Cf 2， 超 过 标 准 。 有 人 把 采 用 这 种 “ 逐 流 ” 无 源 滤 波 技 术 的 电 子 镇 流 器 叫 作 第 二 代 电 子 镇 流 器 。 第二阶段是90年代初期到90年代中期。这期间，由于APFC技术已成熟，并推出了相关专用集成芯片。电子镇流器电路主要采用两级功率变换，第一级采用APFC（常用BOOST型PFC电路），第二级采用功率DC/AC逆变。人们常将采用这种技术的电子镇流器叫作第三代电子镇流器。由于它采用了PFC技术，所以PF可达0.99，THD及各次谐波指标均能满足要求。但是这种电子镇流器采取了两级高频功率变换，所以整机效率在8090，甚至更低，同时电路复杂，成本高，一时难于大范围推广。第三阶段是典型电路采用单级多功能电子镇流器，发展方向主要有：（1）美国VEPC提出的高频能量反馈的电荷泵电路，主要指标可达PF>0.995，THD<5 ， Cf<1.6。 （2）CUK等人提出的单管电子镇流器。本文主要讨论两种采用高频能量反馈技术的电子镇流器和它们的工作原理。3电子镇流器的主要参数评价电子镇流器的指标有很多，下面介绍一些常用指标：（1）输入侧功率因数一般要求PF>0.9；（2）输入侧电流总谐波失真THD<20 30 ， 并 且 要 求 三 次 谐 波 成 分 与 基 波 成 分 （ I3/I1） <17 ； （3）瞬态过电压保护由于供电电网中有时会出现高幅值（如1kV左右）的瞬态脉冲电压，但电子镇流器由于受成本的限制，功率变换器件的参数余量不大。为使电子镇流器可靠工作，应对这种高幅值的瞬态干扰加以抑制；（4）软起动功能电子镇流器开起时，起动电流比正常工作电流大许多，降低了负载工作寿命，所以电子镇流器应配以软起动电路来减小起动电流；（5）空载电压电子镇流器刚开始工作瞬间，负载还未工作，这时电子镇流器的输出电压既不能太高，又不能太低。太低，灯管不能起辉；太高，又易降低灯管工作寿命；（6）负载触发起动方法常用的负载触发起动方法有两种：采用正温度系数的热敏电阻法。由于热敏电阻的热惯性，负载稳态工作时会对负载工作特性产生不利影响；瞬间触发起动，由于负载没有预热过程，而直接加上较高的触发电压，会降低灯管阴极使用寿命；（7）电流波峰因子Cf对电子镇流器要求Cf<1.7， 过 大 会 降 低 负 载 寿 命 ； （8）效率由于电子镇流器较普通镇流器的优点就是效率高，效率提高了就会达到节能效果；（9）温升由于自激振荡的电子镇流器或采用APFC技术的电子镇流器中采用了磁性元件，而磁性元件的磁导率和温度有关。实用中应采用高Bs值的磁性材料，同时应选用温度系数低的磁性元件，特别是振荡线圈磁性材料；（10）应力参数由于高频功率变换器寄生参数的存在，功率开关器件工作时，会有高频振荡现象产生。产生较大的dv/dt、di/dt，即所谓的动态电压、电流应力。过大的动态应力会造成功率变换器件的损坏。这点可采用软开关技术来降低动态应力值。4采用无源滤波技术和有源滤波技术的电子镇流器4.1采用电荷泵无源滤波技术的电子镇流器电路该电路工作框图如图1所示。图1采用无源滤波的电子镇流器电路电路的输出及输入特性分别见表1及表2。表1输出特性参数名称灯管电压灯管电流阴极电压阴极电流工作频率（kHz)有效值110.3V0.168A1.9V0.187A37.1峰值117.7V0.294A3.3V0.308A波峰因数Cf1.611.831.731.65表2输入特性参数名称电压电流有功功率18.9W功率因数PF=0.964电源频率50或60Hz有效值228.8V0.089A峰值382.8V0.132A波峰因数Cf1.381.48失真度THD1.924.3电源侧电压、电流波形见图2。图2电源侧电压、电流波形 图3采用无源PFC的电子镇流器电路图4电源侧电压、电流波形从图1、2和表1、2可以看出，电路各项性能指标都有所兼顾和改善，PF值大于0.95，THD值在25左右，但电流导通角还有一定的死区。波峰因数Cf有很大改进，在1.701.80。由于这种电路简单，成本低，所以很有实用价值。4.2采用能量反馈的无源功率因数校正的电子镇流器电路工作原理见图3。电源侧电压、电流波形见图4。电路输出特性见表3。表3能
