常用微波元件ppt课件.ppt

5.1 基本微波元件 5.2 微波无源器件 5.3 微波谐振器 5.4 微波有源器件习题,第5章 常用微波元器件,5.1 基本微波元件5.1.1 电阻性微波元件在微波波段要控制传输线内的传输功率，就需在传输线中接入衰减器，它相当于低频电路中的电阻元件。微波电阻性元件主要是微波衰减器。衰减器一般有两类，即吸收式和截止式。另外，匹配负载在本质上也属于吸收衰减器，只不过一般衰减器为两端口，接在传输线始端或中间某一位置，而匹配负载为单端口器件，接在传输线终端。衰减器的主要作用是消除负载失配对信号源的影响，即“去耦”，以及调节微波源输出功率电平。匹配负载主要用于建立传输线中的行波状态。对衰减器一般的要求是具有一定的工作频带, 有较小的输入驻波比, 较少的起始衰减量和确定的衰减频率特性。对匹配负载的一般要求是具有宽工作频带、小输入驻波比和适当的功率容量。,1. 吸收式衰减器图5-1给出了一种矩形波导吸收式衰减器。它是利用吸收片吸收部分能量而达到吸收效果的。在一段矩形波导中，垂直于宽壁沿纵向放一块两端做成尖劈形(以减小反射)的介质片，片上涂有电阻膜片以构成吸收片。由于吸收片与矩形波导中TE10模的电场平行，故其片上将有电流J=E流过，于是一部分能量将在电阻膜上转化为热能，构成衰减。,图5-1 一种吸收式衰减器,因为TE10波的电场沿波导宽边的分布是中间强，两边弱，于是吸收片位于波导中间时衰减最大，移向窄壁时衰减最小。利用这个原理设法将吸收片沿波导宽边移动便可做成可变衰减器。移动吸收片位置的支撑杆可用细介质棒做成，若吸收片较长需用两根杆支撑时，杆距l常取p/4的奇数倍，目的是使两根介质棒产生的反射波在波导输入口处反相而抵消。另一种矩形波导吸收式可变衰减器是沿波导宽壁纵向开槽的，槽中插入吸收片，片与TE10模的电场平行。这种衰减器的衰减量随吸收片插入深度的不同而改变大小。,衰减器衰减量的大小用A来表示，设Ei和Eo分别为衰减器的输入和输出电场强度, 则(5-1-1)(5-1-2) 一般说来，吸收式衰减器的衰减量与吸收片的位置及频率之间没有一个简单的数学关系，必须用功率计或标准衰减器进行点频定标，从而获得刻度衰减量曲线。,2. 截止式衰减器截止式衰减器是利用波导的截止特性做成的。图5-2是一种截止式衰减器的结构示意图。这种截止式衰减器的主体是一段处于截止状态的圆波导。选择圆波导的半径应满足截止条件,(5-1-3),图5-2 一种截止式衰减器(a) 截止式衰减器结构图； (b) 衰减量与移动距离的关系,这种截止衰减器具有如下特点：(1) 衰减量与移动距离l之间成线性关系，并且衰减系数可由有关公式算出，因此这种衰减器也可作为衰减量的标准。(2) 当c时，衰减系数很大，移动不太长的一段距离，就可得到很大的衰减量。(3) 由于截止圆波导中不存在吸收性材料，故其衰减不是由于损耗而是由于反射所引起的，所以截止式衰减器属于反射式衰减器一类。(4) 由于圆波导输入、输出端反射都很大，因此无论对输入同轴线还是输出同轴线而言都是严重失配的。,为了改善其输入端的匹配，在输入同轴线的终端接以匹配负载； 为了改善其输出端的匹配，在小环上装有一个电阻，使其阻值R=Z0。经如此改善后的输入、输出同轴线几乎都接近匹配。在需要获得很大衰减量或者要求衰减调节范围很宽时可采用截止式衰减器。,3. 匹配负载匹配负载是一种接在传输系统终端的单端口微波元件，它几乎能无反射地吸收入射波的全部功率。图5-3(a)所示的是一种矩形波导小功率匹配负载，它是内置有吸收片的终端短路的一段波导。吸收片的存在对波导系统来说总是引入了一种不连续性，为了尽量减小反射，吸收片应做成尖劈形，且其长度应为p/2的整数倍，如图5-3(b)所示。只有这样才能使吸收片在斜面上的每一点引起的电磁波的反射都能被与其相距p/4的另一点引起的反射所抵消，从而使波导系统得到良好的匹配。尖劈是一种缓变过渡结构。实践表明，由此引起的对波的反射远小于突变结构，且尖劈劈角越小，即斜面拉得越长，匹配性能愈好。这种小功率匹配负载允许耗散的平均功率达W级，一般可在10%15%的频带内达到驻波比1.05的近于理想的匹配程度。,图5-3 匹配负载(a) 矩形波导小功率匹配负载； (b) 匹配负载的吸收片,5.1.2 电抗性微波元件电抗性微波元件在微波系统中起着类似于低频电路中L、C及其组合元件的作用。利用在传输线中插入某种由于不连续性而激起的高次模截止场所呈现的不同特性来构成一个相当于集总参数的电感或电容，这便是微波电抗元件的构成思想。,在实际的微波传输系统中不可避免地会出现各种形式的不连续性，如在波导传输线中引入膜片、销钉、拐角、分支等都会导致微波系统的不连续性。不连续性会引起波的反射和激发高次模，而局限在不连续性近区中的处于截止状态下的高次模，其电场与磁场的储能是不均衡的。若截止场中以磁能为主，则这种不连续的简单等效电路就为电感，反之，就等效为电容。高次模对单模传输系统的工作状态将产生不利影响。但当传输系统原本存在有反射时，我们可在传输线上适当的位置人为地引入一定量的不连续性以产生附加反射来抵消传输系统原有的反射，从而使传输系统获得近似于匹配的状态。所以，有时也称像波导中的膜片、销钉和螺钉等一类的电抗性元件为调配元件。,1. 波导中的膜片电感膜片和电容膜片波导中的膜片包括电感膜片和电容膜片。膜片是配置于波导横截面上的带有某种形状的金属片。膜片按其本身的结构及与矩形波导中TE10模场分布的关系可分为感性和容性两种，而每一种膜片本身的结构又有对称和不对称之分。,1) 电感膜片对于矩形波导中TE10模的场，电感膜片的插入将激发起高次模TE30, TE50，TE70, 这是因为只有这些高次模才能抵消TE10波在膜片处的切向电场分量以满足膜片处的边界条件。而这些高次模对于选定的单模传输线来说为截止波，它们不能沿波导传输，只能集中在膜片附近，但它们也各自携有能量。从图5-4(a)所示的电感膜片附近的场分布可见，TE10波的磁场在膜片附近较为集中，故等效电路呈感性电纳。电感膜片在传输线中的等效电路为图5-4(b)所示。,图5-4 电感膜片处的场分布及等效电路电感膜片附近的场分布； (b) 电感膜片在传输线中的等效电路,窗口面积为bd的电感膜片，当膜片的厚度t极薄可以不予考虑时，其相对电纳B的近似计算公式为 (5-1-4a) 当膜片的厚度t不能忽略不计时，则 的计算公式为 (5-1-4b)窗口宽度d越小，等效的相对电纳越大； 当d=0时，窗口消失，膜片成为一短路片，则相对电纳值为无穷大。公式(5-1-4)的精确度大约在10%左右。,2) 电容膜片由图5-5(a)所示的电容膜片附近的场分布可见，TE10波的电场在膜片附近较为集中，故等效电路呈容性电纳。电容膜片在传输线中的等效电路如图5-5(b)所示。,图5-5 电容膜片处的场分布及等效电路(a) 电容膜片附近的场分布； (b) 电容膜片在传输线中的等效电路,窗口面积为ad的电容膜片，当膜片厚度t极薄可以不予考虑时，其相对电纳 的近似计算公式为 (5-1-5a)当膜片厚度t不能忽略时，其相对电纳要加以修正，修正值B为 (5-1-5b) 修正后的电纳为，该公式的精确度为10%左右。d越小，窗口面积越小，相对电纳越大。当d=0时，膜片上的窗口消失，成为一短路片，其相对电纳值为无穷大。,2. 销钉对称电感销钉的结构如图5-6所示。图5-6(a)是单销钉，图5-6(b)是三销钉，还有二销钉、四销钉、五销钉、七销钉等等。它们是一根或多根垂直对穿波导宽壁的金属圆棒。这些销钉起到电感的作用，其原理和电感膜片类似。可将它们看作是具有一定宽度和厚度的窄条电感膜片。电感销钉的相对电纳与电感棒的粗细有关。棒越粗，相对电纳越大。同样直径的电感棒，根数越多，相对电纳越大。从场的观点来看，销钉的根数越多，几何尺寸越大，所引起的高次模就越多，这些TE高次截止波在销钉附近所储存的磁场就越大，其等效感性电纳也就越大。,图5-6 销钉(a) 单销钉； (b) 三销钉,电感销钉的相对电纳近似值计算公式为(5-1-6a)式中，d=2r，r为销钉半径。 (5-1-6b)式中, 和p分别为工作波长和波导波长。,其他电感销钉的相对电纳计算公式见微波工程手册。在实际应用中应注意两点：(1) 棒径越大，公式误差越大，计算结果要比实测值小。若给定所需的 值，则计算出的棒径值在 较大时往往太粗，而在 很小时算出的棒径值又太细。(2) 电感销钉的等效电路实际上不是单纯的电感，而是电容和电感构成的T型网络。但当d=2ra时，即销钉很细时，其串联电容的作用可忽略不计。,3. 可调电抗元件螺钉膜片和销钉有一个共同的缺点，那就是尺寸一旦确定，就只能作为一个固定的电抗元件使用。而螺钉则不同，由于螺钉插入波导的深度可以调节，故其等效电纳值连续可变。在低功率设备中，它是一种被普遍采用的调谐和匹配元件。螺钉可从波导宽壁插入也可从波导窄壁插入。当螺钉从波导宽壁插入时，一方面, 它与电容膜片一样，其附近高次模的电场较为集中，具有容性电纳； 另一方面，波导宽壁上的轴向电流要流入螺钉，产生附加磁场，具有电感量。但当插入深度h较浅时，电感量较小，容抗占优势，总的作用等效为一个电容。,在实际使用时，考虑到螺钉引入的损耗，大功率时还应考虑到击穿场强等问题，因此，螺钉插入深度一般都较浅，所以宽壁插入的螺钉一般作可变电容用。对于窄壁插入螺钉的情况可从场分布受干扰的角度来理解，当窄壁螺钉插入较浅时，主要是TE10模的磁力线受“挤压”而使螺钉处的磁能比原先集中，故螺钉主要呈感性； 随着螺钉插入深度的增加，TE10模的电力线需在螺钉处满足其边界条件而渐变垂直于螺钉，故出现了Ez分量，即螺钉激起了TM高次截止模，所以也呈容性，此时销钉等效为LC并联回路，当销钉插入深度继续增加至穿过窄壁时，螺钉成为电容销钉，等效为一电容。,5.1.3 微波移相器微波移相器是能改变电磁波相位的装置。按控制其相移量的手段不同可分为机械控制(有惯性控制)和电子控制(无惯性控制)两种； 按构成移相器的材料和结构不同又可分为介质移相器、PIN二极管移相器、场效应管移相器和铁氧体移相器等。均匀传输线上两点之间的相位差等于相移常数与两点之间距离l的乘积，即 (5-1-7),因此，就原理而言，移相器只有波程式移相器和波导波长式移相器两种。最简单的波程式移相器是一段可滑动伸缩的传输线或设置几段不同长度的传输线段用PIN二极管或场效应管开关跳跃变程的传输线。而通过改变波导波长改变相移量的方法可有多种，如介质片式、销钉式和铁氧体式等。对移相器的主要技术要求有：移相范围大, 移相精度高, 插入衰减小, 输入驻波比小, 工作频带宽和功率容量大等。图5-7是一种简单的横向移动介质片移相器。当介质片的介电常数一定时，由于矩形波导中TE10波的电场沿波导宽边是按正弦分布的，所以介质片对电磁波相移常数的影响将随位置而变：处于宽边中央时影响最大，处于两侧边时影响最小。,图5-7 横向移动介质片移相器,如果介质片的高度与波导窄边高度相等，厚度较薄，则用微扰理论可求得其相移常数增量为 (5-1-8)式中，0=2/p0为空波导中的相移常数, =2/p为组合结构的相移常数, r为介质片的相对介电常数, S为空波导的横截面积, S为介质片的横截面积, x1为介质片离侧边的距离。,由式(5 - 1-8)可见，当介质片位于波导宽边中央(x1=a/2)时相移量最大，位于侧边(x1=0)时，相移量为零。这种移相器的缺点是相移量(-0)l与片的移动距离x1不成线性关系； 它的另一缺点是采用机械传动方式改变x1的位置，很难做出相移的精确刻度, 即相移精度不高。在结构上，介质片的两端做成尖劈渐变形。渐变段的长度为p/2的整数倍以减小片反射； 支撑介质片的两根小棒间距取为p/4的奇数倍，使由两小棒引起的反射相互抵消。,PIN管数字式移相器是由在重掺杂P区和N区之间夹一层电阻率很高的本征半导体I层组成的。当给其零偏压时，由于空间电荷层内的载流子已被耗尽，电阻率很高，故PIN管在零偏时呈现高阻抗； 当给其正偏压时，PIN管呈低阻抗，正偏压愈大管子阻抗愈低； 当给其反偏压时，PIN管的阻抗比零偏时更大，类似于以P、N为极板的平板电容。利用PIN管的正反向特性可构成开关电路。另外, 还有有源场效应管移相器。除具有相移作用外还能够放大射频信号的移相器被称为有源移相器，而GaAs(砷化镓)金属半导体场效应管(MESFET)，尤其是双栅(MESFET)是实现这一双重功能的关键控制元件。目前，模拟式和数字式两种场效应管移相器都已实现。,无论何种形式的移相器，其相位的改变量 均为(5-1-9)式中, l为传输线长度的改变量，p为传输线中传输波的相波长，vp为传输线中传输波的相速度，为传输波的工作频率。由上式可见，产生相移的途径不外乎两条： 改变相移段传输线的长度l； 改变波的相速vp或相波长p。,5.1.4 常用波导与波导分支在实际工程应用中，有时需将一路电磁能量分为两路或更多路，这就需用到分支元件。常用的矩形波导分支有E面分支、H面分支、双T接头及魔T等。此外，还有同轴线分支、微带线分支等。,1. 波导E面分支波导E面分支的分支波导位于主波导的宽壁上，且分支平面与主波导内的主模TE10波的电场平面平行，如图5-8(a)所示。这种分支的形状像“T”字，故习惯上称之为E-T接头。我们将主波导的两臂分别记为“1”和“2”，分支臂记为“3”，并假设三个臂的端口均处于该臂高模场区之外，则E-T接头具有如下特性：当主模TE10波从分支臂“3”输入时，主波导“1”和“2”臂中有等幅反相信号输出，如图5-8(b)所示； 当信号从“1”、“2”两臂反相输入时，则“3”臂中有和信号输出，如图5-8(c)所示； 当信号从“1”、 “2”两臂同相输入时，则“3”臂中有差信号输出，若“1”、“2”两臂的输入信号等幅同相，则“3”臂中输出信号为零，如图5-8(d)所示。由此可见，当E-T分支中心对称面(图5-8中的点画线平面)处于电场波节位置(相当于等效电压的波节、等效电流的波腹)时，分支臂“3”中有最大功率输出； 相反，当分支中心对称面处于电场波腹位置时，分支臂“3”中没有信号输出。,图5-8 E-T接头及各分支输入、输出(a) E-T接头； (b) 信号由3口输入； (c) 信号由1、2口反相输入； (d) 信号由1、2口同相输入,2. 波导H面分支波导H面分支的分支波导位于主波导的窄壁上，且分支平面与主波导内的主模TE10波的磁场平面平行，如图5-9(a)所示，形状也像“T”字，故称为H-T接头。同样，我们记主波导的两臂分别为“1”和“2”，记分支臂为“3”，并假设三个臂的端口均处于分支高模场区之外，则H-T接头具有如下特性：若信号由主波导“1”臂输入，则其他两臂“2”、“3”皆有输出且同相，但不一定等幅，如图5-9(b)所示； 当信号由分支臂“3”输入时，主波导臂“1”、“2”中有等幅同相信号输出，如图5-9(c)所示；,当信号由主波导“1”、“2”臂同相输入时，则分支臂“3”中有和信号输出，如图5-9(d)所示； 当信号由“1”、“2”两臂反相输入时，则“3”臂中有差信号输出，如图5-9(e)所示，若“1”、“2”两臂的输入信号等幅反相，则“3”臂中输出信号为零。这与E-T接头的情况正好相反，即当波导分支对称中心面(图中的点画线平面)处于电场波腹位置时，分支臂“3”中有最大的功率输出； 而当波导分支对称中心面处于电场波节位置时，分支臂“3”中没有信号输出，所以H-T接头的等效电路为含并联支路的传输线段。如果在分支臂中放置一活塞，则它的等效电路为一并接于传输线中的可变电纳，调节活塞的插入长度，即可改变并联导纳的大小。,图5-9 H-T接头及各分支输入、输出(a) H-T接头； (b) 信号由1口输入； (c) 信号由3口输入； (d) 信号由1、2口同相输入； (e) 信号由1、2口反相输入,3. 双T接头如果我们将E-T和H-T两种分支合为一体，便构成了双T接头，如图5-10所示。图中，臂“3”与臂“4”是互相隔离的，用散射参量表示，即S34=S43=0。同时, 也可以看到双T是一个 3 dB(功率均分)的同相或反相耦合器。,图5-10 波导双T接头,普通双T接头的特性可归纳如下：(1) E臂输入，两主臂“1”、“2”等幅反相输出，H臂无输出。(2) H臂输入，两主臂“1”、“2”等幅同相输出，E臂无输出。(3) 主臂“1”、“2”等幅反相输入，E臂输出，H臂无输出。(4) 主臂“1”、“2”等幅同相输入，H臂输出，E臂无输出。双T可用作功率分配器，也可用作阻抗调配器； 还可用作反相型平衡混频器中的附件，利用E，H两分支臂之间的高隔离度，将接收信号与本振信号分开。,4. 弯波导对于矩形波导的角形弯曲段通常是削去一角或接入一段波导以减小在波导拐弯处的突变所带来的不均匀性，如图5-11所示。若弯曲发生在波导宽臂上，则其输出口相对于输入口的电力线方向发生了改变，通常称之为E型弯角或E面弯曲； 若弯曲发生在波导窄臂上，则其输入口相对于输入口的磁力线方向发生了改变，通常称之为H型弯角或H面弯曲。对于H角或E角在最小驻波比下最佳尺寸的选择, 可根据有关微波工程手册中所提供的图表或曲线进行设计和计算。,图5-11 角形弯曲段(a) E型； (b) H型,5. 扭波导在雷达技术中，有时需要改变波的极化方向(即电场强度E的方向)，通常采用扭波导，如图5-12所示。为了减小扭转段产生的不均匀性，应尽量使扭转过渡段延长、渐变。例如，扭转90的扭转段长度L2p时, 其行波系数不小于 0.92。,图5-12 扭波导,6. 微带的拐角图5-13给出了微波集成电路中经常碰到的微带拐角。其中, 图5-13(a)为任意角度的拐角，图5-13(b)为等宽与不等宽两种匹配直角拐角。常用的匹配斜切直角拐角，是将拐角外边切成45斜角，以减小对拐角电容和不连续性的影响。有关微带拐角的匹配设计和计算，可借助于工程手册来完成。对于50 微带线的直角拐角，斜切后，斜角边长度取1.6为佳，如图5-13(b)所示。实验表明，此时从容不迫L波段到X 波段均能得到较好的匹配。若拐角两边连接的微带线宽度不等，分别为W1和W2， 还用45斜切，则可按图5-13(b)所示的尺寸关系来设计：x1=0.565W1，x2=0.565W2。,图5-13 微带拐角(a) 任意角度的拐角； (b) 等宽与不等宽两种匹配直角拐角,7. 微带T型接头微带T型接头是微带电路中最重要、使用最多的接头，它在大多数微带电路中都会出现，如阻抗匹配器、短截线滤波器和分支耦合器等。其结构及等效电路如图5-14(a)、(b)所示。其等效电路由主线串联电感L1、支线电感L2和接头电容CT组成。在分支耦合器设计中，若忽略T形接头的影响，则分支耦合器的中心频率将偏离计算值约5%。因此T形接头的修正在电路设计时必须加以考虑，特别是在频率较高时，由于不连续性电容和电感的影响，将引起接头处参考面的偏移。,图5-14 微带T接头及等效电路(a) 微带T接头； (b) 微带T接头的等效电路,5.1.5 阻抗调配器调配器的功能是让原先与传输线不匹配的负载经过调配变为匹配。调配器是一个双端口的微波元件，它应满足以下基本要求：(1) 能适用于各种不同的负载，所以它应是可调的，具有调节机构。(2) 调配的主要目的之一是让负载能吸收最大功率，故调配器本身应无功耗，即调配器应是由纯无功耗元件构成的器件。调配器的类型很多，常用的有单螺、双螺、三螺调配器，并联单支、并联双支、并联三支调配器，此外还有E-H调配器等。,1. 单支可变调配器单支可变调配器有并联单支和串联单支之分，其中并联单支有单螺型和H-T波导型； 串联单支有E-T波导型。图5-15为单螺调配器的实物照片(单支可变调配器)。这种调配器的实际结构是旋入矩形波导宽壁中央的一个可调螺钉，它可以沿矩形波导宽壁中心的无辐射缝作纵向移动，以便找到调配所要求的螺钉在主线上的插入位置，螺钉的插入深度可借助于一个测微螺旋头进行调节，从而改变其并联等效电纳值。,图5-15 单支可变调配器,H-T波导分支之所以能作调配器用，是因为H-T波导分支等效于主波导传输线中的一并联电纳，若在分支波导中配以活塞便可获得可变的并联电纳，从而构成可变并联单支调配器。而E-T波导分支，因它等效于主波导传输线中的一串联电抗，所以，配以活塞便可构成可变串联电抗调配器。,2. 并联双(三)支调配器并联双(三)支调配器的具体结构有好几种类型，图5-16给出了其中几种并联可变电纳调配器的实物照片。,图5-16 几种并联可变电纳调配器,1) 同轴型并联双(三)支调配器参见图5-16中位于中间的实物照片。在其同轴主传输线上并联有两(三)个分支同轴线，在各分支同轴线中均配有短路活塞，当活塞在0/2范围内移动时，并联分支将提供(-, +)范围内的任一输入电纳，从而构成了双(三)支并联调配器。,2) 波导型双(三)螺调配器参见图5-16中的左右两幅照片，其中右边的照片为双螺调配检波器。与单螺调配器类似，双(三)螺调配器是在TE10波矩形波导宽壁中线上相距旋入两(三)个螺钉，通过调节各螺钉插入深度改变其等效电纳值以达到匹配的目的。这种双(三)螺调配器结构简单，使用方便，但只适用于中小功率，大功率时螺钉容易引起打火。另外，螺钉插入深度一般较浅，即只提供容性电纳。,3. E-H调配器图5-17为E-H调配器的结构示意图。这是一种波导型调配器，其、两端口各配以短路活塞以形成可变纯电抗，、两端口分别接主波导和待匹配负载。若端口接待匹配负载，则要求从端口看进去是匹配的，从理论上讲，即要求该双T的S参量矩阵中S22=0。经过用S矩阵分析得出“1”、“4”臂长l1, l4满足 (5-1-13a) (5-1-13b)式中，|、 分别为端口所接待匹配负载反射系数的模和相角。实践经验表明，只要适当调节位于、两臂中短路活塞的位置，总可以实现对负载的匹配，而且不存在死区。,图5-17 E-H调配器的结构示意图,5.2 微波无源器件5.2.1 阻抗变换器阻抗变换器也称为阻抗匹配器，它在微波系统中应用很广，其作用是消除反射，提高传输效率，改善系统的稳定性。其实质是设法在终端负载附近产生一新的反射波，使它恰好与终端负载产生的反射等幅反相，彼此抵消。从而达到匹配传输目的。一旦匹配形成，传输线处于行波传输状态。阻抗匹配器的种类繁多，为了工程实际应用，这里主要介绍单节/4阻抗变换器、多节/4阻抗变换器、最平坦带通特性多节阻抗变换器。,1. 单节4阻抗变换器我们知道，对于单一频率的纯电阻负载和传输线的匹配，只要一节/4 阻抗变换器就可实现。但如果要求宽带匹配，则单节/4 阻抗变换器就无法满足要求，而必须采用多节/4 阻抗变换器。下面先讨论单节/4 阻抗变换器的频带特性，然后用小反射理论近似讨论多节/4 阻抗变换器的频带特性。,图5-18 单节/4 阻抗变换器,图5-19 单节/4 阻抗变换器的带宽特性,通常用相对带宽Wq表示频带宽度，即将式(5-2-3)代入上式有 (5-2-4) 这样根据ZL、Z0、m的值可由式(5-2-4)求出单节4 变换器的相对带宽Wq。反过来，根据相对带宽Wq也可以确定变换器通带内容许的最大反射系数模值m。在计算中，m应取小于/2 的值。,2. 多节4 阻抗变换器为了获得比单节4 变换器更宽的频带，可采用多节4 变换器组成阶梯阻抗变换网络，用网络综合法进行设计。网络综合的方法可用在预定指标下设计出所需的阻抗匹配网络。对于图5-20所示的两节4 变换器，设ZLZ2Z1Z0，各参考面上的局部反射系数分别为0、1、2，并且有 (5-2-5),图5-20 两节4 阻抗变换器,用与单节变换器类似的近似方法可得T0参考面上的总反射电压波为T0面上总的电压反射系数为(5-2-6)在中心频率f0上时，有1=2=2，并要求=0，即0-1+2=0，若取0=2，则1=20; 当工作频率偏离f0时，近似认为12=，故由式(5 -2-6)可得,3. 最平坦通带特性多节阻抗变换器最平坦通带特性是指在中心频率f0附近，反射系数幅值|的变化最小，在中心频率f0上，对的N-1 阶导数均为零，如图5-21所示。 要获得上述特性，反射系数应取如下形式 (5-2-9)式中, A为常数，由=0时，代入式(5 -2-9)可得,图 5 - 21 多节阻抗变换器(a) 多节阻抗变换器示意图； (b) 最平坦特性,将式(5-2-10)按二项式展开有 (5-2-12) 要得到最平坦特性，需使式(5-2-9)与(5-2-11)各对应项的系数相等，即 (5-2-13)考虑到，故有 (5-2-14),将式(5-2-15)代入式(5-2-13)可得 (5-2-16)这就是变换器的近似设计公式。对于上述的/4 阻抗变换器，若节数增加时，每两节之间的特性阻抗阶梯变化就变得很小，在节数无限增大的极限情况下，就变成连续的渐变线。这种渐变线匹配节的长度只要远远大于工作波长，其输入驻波比就可以做到很小，并且工作频率越高，条件也越容易得到满足。,5.2.2 定向耦合器定向耦合器是一种具有方向性的功率分配器。它能从主传输系统的正向波中按一定比例分出部分功率，并基本上不从反向波中分出功率。因此，利用定向耦合器可以对主传输系统中的入射波和反射波分别进行取样。定向耦合器的种类和形式很多，结构差异很大，工作原理也不尽相同，图5-22给出了几种定向耦合器的结构形式。其中，(a)为微带分支定向耦合器，(b)为波导单孔定向耦合器，(c)为平行耦合线定向耦合器，(d)为波导匹配双T耦合器，(e)为波导多孔定向耦合器，(f)为微带混合环。,图5-22 定向耦合器(a) 微带分支定向耦合器; (b) 波导单孔定向耦合器; (c) 平行耦合线定向耦合器(d) 波导匹配双T耦合器; (e) 波导多孔定向耦合器; (f) 微带混合环,定向耦合器可等效为四端口网络，如图5-23所示。主线的两个端口为：(1)和(2)，副线的两个端口为(3)和(4)。两线间有一定的耦合机构。当功率由端口(1)输入时，一部分功率从直通端口(2)输出； 还有一部分功率耦合到副线中，利用各分波的场矢量叠加或波程差，设法使耦合到副线中的波在其中一端口同相叠加形成耦合口，而在另一端口反相抵消形成隔离口。至于端口(3)、(4)中谁为耦合口谁为隔离口，这取决于定向耦合器的耦合机构。通常在隔离端口外接匹配负载。,图5-23 定向耦合器方框图,1. 定向耦合器主要技术指标定向耦合器主要技术指标一般有耦合度、隔离度、方向性、输入驻波比、频带宽度等。1) 耦合度耦合度定义为输入端的输入功率Pi与耦合端的输出功率Pc之比，记为Kc，单位为dB，即式中，Pi/Pc称为功率耦合系数。,2) 隔离度(又称定向性)隔离度定义为输入端的输入功率Pi与隔离端的输出功率Ps之比，记为Ks，以dB为单位，则,3) 方向性方向性定义为耦合端的输出功率Pc与隔离端的输出功率Ps之比，记为Kd，以dB为单位，则可见，Kd, Ks, Kc三者之间的关系为,4) 输入驻波比输入驻波比指其余三端口均接匹配负载时输入端口的驻波比。5) 频带宽度频带宽度指耦合度、隔离度、输入驻波比均满足要求时的定向耦合器的工作频带宽度。,图5-24 定向耦合器框图,由矩阵的一元性可得,即 式(5-2-19)表明，该网络的端口(2)和端口(3)输出功率之和等于端口(1)的输入功率，两输出端口的输出电压波相位差90。所构成的理想90定向耦合器的散射矩阵为 (5-2-20),设S13=0，此时构成一个反向定向耦合器，其网络参数所满足的方程为 (5-2-21) 该式表明，网络端口(2)和端口(4)的输出功率之和等于输入功率, 两个端口输出电压波的相位差为90。因此, 由其构成的理想90反向定向耦合器的散射矩阵为 (5-2-22),同理，若设12=0，并且设|S13|=|S14|，则可得到90混合电桥的网络参数所满足的方程为 (5-2-23) 将|S13|=|S14|代入式(5-2-23)，并令13=0，可得,3. 混合环早期的混合环由波导制成，功率容量较大，宜做雷达天线收发开关用，但体积大、笨重。微带混合环具有体积小、重量轻、加工容易等优点，在小功率微波集成平衡混频器中，它作为功率分配器获得了广泛的应用。图5-25为制作在介质基片上的微带混合环的几何图形，环的全长为3p0/2，四个分支线并联在环上，将环分为四段，与环相接的四个分支线特性导纳均等于Y0。,图5-25 微带混合环,微带混合环具有两个端口相互隔离，另外两个端口平分输入功率的特性，因此可以看做是一个 3 dB定向耦合器。例如，信号由端口(1)输入时，端口(3)无输出，而端口(2)和(4)有等幅、同相的信号电压输出，即端口(1)和(3)彼此隔离，端口(2)和(4)则有相等的功率输出。若信号由端口(3)输入，则端口(1)无输出，端口(2)和(4)有等幅、反相的信号输出。由于微带混合环也具有一对称平面，端口(4)与(1)对称，端口(3)与(2)对称。微带混合环的上述特性也可以用奇、偶模分析方法和叠加原理导出，据此可确定环的各段线的归一化特性导纳H1、H2、K。,由微带混合环的奇、偶模工作电路及其等效网络，可确定其网络特性参量S11e、S12e和S11o、S12o。再应用叠加原理，得各端口反射波电压的表示式。然后再由理想混合环的三个条件，即端口(1)无反射，端口(3)无输出及端口(2)与(4)输出电压等幅、同相，便可导出如下结果：环的各段线归一化特性导纳值均相等，其值为 (5-2-28),显然，当信号由端口(3)输入时，同样可导出式(5-2-28)，不过此时端口(2)与(4)的输出电压具有等幅、反相的特点。因此，由上述分析可知，混合环的特性可以用散射参量矩阵表示为 (5-2-29)实际使用的微带混合环，除由式(5-2-38)确定各段线的特性导纳值外，还必须考虑对分支线连接处T型结电抗效应的修正，从而最后确定出环的各段微带线的宽度及长度等结构尺寸。,4. 平行耦合线定向耦合器1) 基本工作原理图5-26是一单节1/4 波长平行耦合线定向耦合器。它由两根等宽的平行耦合线节构成，耦合线节的长度是中心频率f0对应的波长0的1/4，各端口均接匹配终端负载Z0。若信号从端口(1)输入，则电磁波除在(1)(2)的主线上传输外，还有一部分电磁能量分别由电场和磁场耦合到(3)(4)的副线上。电场和磁场耦合在副线的端口(3)产生同相磁场，在端口(4)产生反相磁场。因此, 理想情况下，端口(3)有耦合输出，称为耦合端； 端口(4)无输出，称为隔离端。故这种定向耦合器是反向定向耦合器。,图5-26 单节平行耦合线的定向耦合器,若要求四个端口完全匹配，则必有S11=0，即将式(5-2-33)带入上式，由实部与虚部分别为零得及 经整理化简后可得此时必有,由以上分析，可得如下结论：(1) 不论耦合区电角度为何值，要获得理想匹配与隔离，必须满足。(2) 耦合输出电压b3与直通端输出电压b2都是频率的函数，并且无论频率如何变化，耦合输出端电压b3的相位总是比直通输出端电压b2的相位超前90。在中心频率f0上，耦合输出达到最大。(3) 平行耦合线定向耦合器的耦合度C为 (5-2-39),式(5 - 2 - 45)中前三个方程表明，S12、S13、S23三个参数中至少有两个必须为零，但此条件与该式中第四个条件不相容。这说明一个三端口网络不可能同时满足既无耗、互易，又完全匹配的条件，即有如下性质：(1) 无耗互易的三端口网络，三个端口不可能同时都匹配。(2) 对于微波三端口元件，在实用中总是希望三个端口同时都实现匹配。为了满足该要求，在设计微波三端口元件时，或者将其设计成非互易元件，或者将其设计成有耗元件，这样就可实现三个端口同时匹配。,2. 微带三端口功率分配器图5-27是微带三端口功率分配器的原理图，它是在微带型接头的基础上发展起来的，其结构较简单。信号由端口输入(所接传输线的特性阻抗为Z0)，分别经特性阻抗为Z02、Z03的两段微带线从端口、输出，负载电阻分别为R2及R3。两段传输线在中心频率时电角度均为0=/2。、端口之间跨接一纯电阻R有耗网络。由于它的存在，才使得三个端口同时实现匹配，、端口之间彼此隔离。,图5-27 微带三端口功率分配器原理图,功率分配器应满足下列条件：(1) 端口与端口的输出功率比可为任意指定值。(2) 输入端口无反射。(3) 端口与端口的输出电压等幅、同相。由这些条件可确定Z02、Z03及R2、R3。由于端口、的输出功率与输出电压的关系为如按条件(1)，要求输出功率比为 (5-2-46),则按条件(3)，由上式可得若取R2=kZ0, 则 (5-2-47) 由条件(2)(即端口无反射)可知，由Zin2与Zin3并联而成的总输入阻抗应等于Z0。由于在中心频率0=/2，为纯电阻，则 (5-2-48),若以输入电阻表示功率比，则 (5-2-49)联立式(5-2-48)、(5-2-49)可解得 (5-2-50),由于U2和U3等幅、同相，在端口、间跨接一只电阻R，并不会影响功率分配器的性能。但当、两端口的外界负载不等于R2, R3时，来自负载的反射波功率就分别由、两端口输入，这时三端口网络就成为一功率相加器，为使、两端口彼此隔离，电阻R就必不可少，即由它起隔离作用。隔离电阻R的数值，可由等效电路分析得到。图5-28 所示的等效电路可看成是两个二端口网络的并联，串联电阻R网络的Y矩阵为,图5-28 微波功率相加器等效电路,Z02、Z03两段传输线与并联电阻Z0的级联网络的Y矩阵，在=0=2时为并联网络的Y矩阵为,归一化后为要使端口和隔离，则要求上述网络相应的散射参数中的S12=S21=0。由 可知，必有，即隔离电阻通常是使用镍铬合金或电阻粉等材料制成的薄膜电阻。,5.2.4 滤波器1. 主要技术指标微波滤波器的原理如图5-29所示，其工作频率称为通频带。通频带内的传输特性可用插入衰减LA表示，即式中，Pi为网络输入端的入射波功率，PL为匹配负载吸收的功率。,图5-29 微波滤波器方框图,根据通频带的不同，微波滤波器可分为低通、高通、带通、带阻滤波器，它们的集总参数的梯形等效网络如图5-30所示。 其中，图(a)表示在源与匹配之间未插入网络时，信号传输给负载的情况。显然无论源频率f如何变化，在ZL=ZR=Z0时，负载都可以从源获得最大功率。在图(b)、(c)、(d)、(e)中，负载和源之间分别插入了不同的滤波器等效网络，显然负载从源得到的功率将随插入网络的频率特性不同而变化。,图5-30 微波滤波器的梯形网络(a) 直接连接； (b) 低通滤波器； (c) 高通滤波器; (d) 带通滤波器； (e) 带阻滤波器,滤波器的各种输入衰减的理想频率特性如图5-31所示。LA(dB)为零的频带为通带，LA(dB)为的频带为阻带，通带与阻带交界处的频率fc称为截止频率，(c)图和(d)图中的通带和阻带交界处的频率均称为截止频率，f0称为中心频率，f2-f1称为滤波器的工作带宽。实际滤波器的频率特性不可能是理想的，在通带内LA(dB)不可能处处为零，在截止频率fc处LA(dB)不可能从零跳变到无穷大。因此，通带内有允许的最大插入衰减Lr和最小衰减Ls, 对应的工作频率fcr、fcs分别称为通带截止频率和阻带边频。,图5-31 微波滤波器的频率特性(a) 低通； (b) 高通； (c) 带通； (d) 带阻,微波滤波器的主要技术指标有：(1) 通带内允许的最大插入衰减LAr和通带截止频率fcr。(2) 工作频率范围f。工作频率范围就是LALAr对应的通带范围，对带通和带阻滤波器，还有一个指标是中心频率f0。(3) 阻带内最小插入衰减LAs与阻带边频fcs这两个指标能表示出衰减特性曲线的陡峭程度。若fcs一定，则LAs越大，频响特性曲线就越陡; 若LAs一定，则fcs越接近fcr，频响特性也越陡，即越接近理想特性。,(4) 插入相移和时延频率特性。所谓插入相移是指信号通过滤波器所引入的相位滞后，即网络散射参量S21的相角。它是频率f(