第5章调制解调与混频ppt课件.ppt

5.1 信号变换概述5.2 振幅调制电路5.3 振幅解调电路5.4 混频电路5.5 自动增益控制,* 51 已知调制信号u(t)=2cos(2 500t)V，载波信号uc(t)=4cos(2 105t)V，令比例常数ka=1，试写出调幅波表示式，求出调幅系数及频带宽度，画出调幅波波形及频谱图。 * 52 已知调幅波表示式 uAM(t)=1+COS(2 100t)COS(2 105t)V，试画出它的波形和频谱图，求出频带宽度BW。 * 53 已知调制信号u(t)=2cos(2 2 103t )+3cos(2 300t)V，载波信号uc(t)=5cos(2 5 103t )V，ka=1，试写出调幅波的表示式，画出频谱图，求出频带宽度BW。 *56 已知调幅波表示式u(t)=2+COS(2 100t)COS(2 104t)V，试画出它的波形和频谱图，求出频带宽度。若已知RL=1，试求载波功率、边频功率、调幅波在调制信号一个周期内的平均功率。,习 题 2012-11-22作业,54 已知调幅波表示式u(t)=20+12cos(2 500t)COS(2 106t )V，试求该调幅波的载波振幅Ucm、载波频率fc、调制信号频率F、调幅系数ma和带宽BW的值。 55 已知调幅波表示式u(t)=5cos(2 106t )+COS2 (106+5 103)t+Cos2( 106-5103)tV，试求出调幅系数及频带宽度，画出调幅波波形和频谱图。,习 题,调制在通信系统中起着十分重要的作用，调制方式在很大程度上决定了一个通信系统的性能。应用最广泛的模拟调制方式，是以正弦波作为载波的幅度调制和角度调制。在幅度调制过程中，调制后的信号频谱和基带信号频谱之间保持线性平移关系，这称为线性幅度调制，属于这类电路的有振幅调制电路、解调电路、混频电路等。而在角度调制过程中，尽管也完成频谱搬移，但并没有线性对应关系，故称为非线性角度调制，属于这类电路的有频率调制与解调电路等。,5.1 信号变换概述,另外，解调的过程是从已调制波中恢复基带信号，完成与调制相反的频谱搬移。混频过程与线性调制类似，只是将输入信号频谱由载频附近线性平移到中频附近，并不改变频谱内部结构。无论线性搬移或非线性搬移，作为频谱搬移电路的共同特点是，为得到所需要的新频率分量，都必须采用非线性器件进行频率变换，并用相应的滤波器选取有用频率分量。各种频率变换电路均可用图6.1所示的模型表示。,图6.1 频率变换电路的一般组成模型,图6.2 调幅电路示意图,图中的非线性器件可采用二极管、三极管、场效应管、差分对管以及模拟乘法器等。滤波器起着滤除通带以外频率分量的作用，只有落在通带范围内的频率分量才会产生输出电压。 本章首先对振幅调制电路、振幅解调电路、混频电路的作用进行分析，找出频谱搬移电路的组成模型及其实现的一般方法，而后提出具体的电路结构及相应的性能特点。,5.1.1 振幅调制电路振幅调制电路有两个输入端和一个输出端，如图6.2所示。输入端有两个信号： 一个是输入调制信号u(t)Umcost=Umcos2Ft，称之为调制信号，它含有所需传输的信息；另一个是输入高频等幅信号，uc(t)Ucmcosct=Ucmcos2fct，称之为载波信号。其中，c=2fc，为载波角频率；fc为载波频率。,通常，输入调制信号就是基带信号，它包含许多频率分量，即由许多不同的正弦波信号组成。为了讨论方便，这里我们假设输入调制信号为单频正弦信号u(t)。振幅调制电路的功能就是在调制信号u(t)和载波信号uc(t)的共同作用下产生所需的振幅调制信号uo(t) 。振幅调制信号按其不同频谱结构可分为普通调幅()信号，抑制载波的双边带调制(DSB)信号，抑制载波的单边带调制(SSB)信号。,1. 普通调幅(AM)1) 普通调幅电路模型普通调幅信号是载波信号振幅按输入调制信号规律变化的一种振幅调制信号，简称调幅信号。普通调幅电路的模型可由一个乘法器和一个加法器组成，如图6.3所示。图中，m为乘法器的乘积常数，为加法器的加权系数。,图6.3 普通调幅电路的模型,2) 普通调幅信号的数学表达式输入单音调制信号： u(t)Umcost=Umcos2Ft载波信号： uc(t)Ucmcosct=Ucmcos2fct,且fcF，根据普通调幅电路模型可得输出调幅电压 (6 - 1)式中，Uom=kUcm，是未经调制的输出载波电压振幅，取A=k；ma=AmUm=kaUm/Uom，是调幅信号的调幅系数，称做调幅度，ka=AmAUcm；ka, k均是取决于调幅电路的比例常数。,3) 普通调幅信号的波形如图6.4所示，Uom(1+ma cost)是uo(t)的振幅，它反映调幅信号的包络线的变化。由图可见，在输入调制信号的一个周期内，调幅信号的最大振幅为Uom max=Uom(1+ma),最小振幅为Uom min=Uom(1-ma)由上两式可解出 (6 - 2),上式表明，ma必须小于或等于1。ma越大，表示Uommax与Uom min差别越大，即调制越深。如果ma1，则意味着已调幅波的包络形状已与调制信号不同，即产生严重失真，这种情况称为过量调幅，如图6.5(a)所示。在实际调幅电路中，由于管子截止，过量调幅波形如图6.5(b)所示。,图6.4 普通调幅电路的波形,图6.5 过量调幅失真,4) 普通调幅信号的频谱结构和频谱宽度将式(6 - 1)用三角函数展开： (6 - 3),图6.6 普通调幅的频谱,由式(6 - 3)可得调幅信号的频谱图，如图6.6所示。单音调制时，调幅信号的频谱由三部分频率分量组成： 第一部分是角频率为c的载波分量；第二部分是角频率为(c+)的上边频分量；第三部分是角频率为(c-) 的下边频分量。其中，上、下边频分量是由乘法器对u(t)和uc(t)相乘的产物。,由图6.6可得，调幅信号的频谱宽度BWAM为调制信号频谱宽度的两倍，即BWAM=2F (6 - 4)从以上分析可知，普通调幅电路模型中的乘法器对u(t) 和uc(t)实现相乘运算的结果将反映在波形上和频谱上。在波形上的反映是将u(t)不失真地转移到载波信号振幅上；在频谱上的反映则是将u(t)的频谱不失真地搬移到c的两边。,5) 非余弦的周期信号调制假设调制信号为非余弦的周期信号，其傅里叶级数展开式为u(t)=,则输出调幅信号电压为uo(t)=Uom+kaU(t)cosct=Uom+kaUncosntcosct=Uomcosct+Uncos(c+n)t+cos(c-n)t (6 - 5),可以看到，uo(t)的频谱结构中，除载波分量外，还有由相乘器产生的上、下边频分量，其角频率为(c)，(c+2)，(cnmax)。这些上、下边频分量是指将调制信号频谱不失真地搬移到c两边，如图6.7所示。不难看出，调幅信号的频谱宽度为调制信号频谱宽度的两倍，即BWAM=2Fmax (6 - 6),图6.7 非余弦的周期信号调制,6) 功率分配关系 将式(6 - 1)所表示的调幅波电压加到电阻R的两端，则可分别得到载波功率和每个边频功率为(6 - 8),在调制信号的一个周期内，调幅波输出的平均总功率为P=P0+P1+P2= (6 - 9)上式表明调幅波的输出功率随ma增加而增加。当ma=1时，有,这说明不包含信息的载波功率占了总输出功率的23，而包含信息的上、下边频功率之和只占总输出功率的13。从能量观点看，这是一种很大的浪费；而且实际调幅波的平均调制系数远小于1，因此能量的浪费就更大。能量利用得不合理是AM制式本身固有的缺点。目前AM制式主要应用于中、短波无线电广播系统中，基本原因是AM制式的解调电路简单，可使广大用户的收音机简单而价廉。在其它通信系统中很少采用普通调幅方式，而采用别的调制方式。,2. 双边带调制(DSB)和单边带调制(SSB)1) 双边带调制从上述调幅信号的频谱结构可知，占绝大部分功率的载频分量是无用的，唯有其上、 下边频分量才反映调制信号的频谱结构，而载频分量通过相乘器仅起着将调制信号频谱搬移到c两边的作用，本身并不反映调制信号的变化。如果在传输前将载频分量抑制掉，那么就可以大大节省发射机的发射功率。这种仅传输两个边频的调制方式称为抑制载波的双边带调制，简称双边带调制。双边带调制电路模型如图6.8所示。,图6.8 双边带调制电路的模型,双边带调幅信号数学表达式为 (6 - 10)由上式可得双边带调幅信号的波形，如图6.9(a)所示。 根据式(6 - 10)可得双边带调幅信号的频谱表达式为uo (t)=AmUmUomcos(c+)t+cos(c-)t(6 - 11)由上式可得双边带调幅频谱图，如图6.9(b)所示。,图6.9 双边带调制信号(a) 波形；(b) 频谱,双边带信号的频谱宽度为BWDSB=2F (6 - 12) 从以上分析可见，双边带调制与普通调幅信号的区别就在于其载波电压振幅不是在Uom上、下按调制信号规律变化。这样，当调制信号u(t)进入负半周时，uo(t)就变为负值， 表明载波电压产生180相移。,因而当u(t)自正值或负值通过零值变化时，双边带调制信号波形均将出现180的相位跳变。可见，双边带调制信号的包络已不再反映u(t)的变化，但是它仍保持频谱搬移的特性。 2) 单边带调制 单边带调制已成为频道特别拥挤的短波无线电通信中最主要的一种调制方式。从双边带调制的频谱结构上可以发现，上边带和下边带都反映了调制信号的频谱结构。 因此，从传输信息的观点来说，还可进一步将其中的一个边带抑制掉。,这种仅传输一个边带(上边带或下边带)的调制方式称为单边带调制。单边带调制不仅可保持双边带调制波节省发射功率的优点，而且还可将已调信号的频谱宽度压缩一半，即BWSSB=F(6 - 13) 单边带调幅的波形及频谱如图6.10所示。,图6.10 单边带调幅的波形及频谱,单边带调制电路有两种实现模型。一种由乘法器和带通滤波器组成，如图6.11所示，称为滤波法。其中，乘法器产生双边带调制信号，然后由带通滤波器取出一个边带信号，抑制另一个边带信号，便得到所需的单边带调制信号。另一种由两个乘法器、两个90相移器和一个加法器组成，如图6.12所示，称为相移法。,图6.11 采用滤波法的单边带调制电路模型,图6.12 采用相移法的单边带调制电路模型,相移法模型中各点信号的频谱如图6.13所示，图(a)是乘法器 产生的双边带调制信号的频谱，图(b)是乘法器 产生的双边带调制信号的频谱。图中，(t)表示u(t)中各频率分量均相移90后合成的信号。比较两个输出信号的频谱可见，它们的下边带是同极性的，而上边带是异极性的。因此，将它们相加或相减便可取得下边带或上边带的单边带调制信号。,图6.13 相移法模型中各点信号的频谱,5.1.2 振幅解调电路振幅调制信号的解调电路称为振幅检波电路，简称检波电路。解调是调制的逆过程，作用是从振幅调制信号中不失真地检出调制信号来，如图6.14所示。由于振幅调制有三种信号形式： 普通调幅信号(AM)、双边带信号(DSB)和单边带信号(SSB)，它们在反映同一调制信号时，频谱结构和波形都不相同，因此解调方法也有所不同。基本上有两类解调方法，即同步检波法(用来解调双边带和单边带调制信号及普通调幅信号)和包络检波法(用来解调普通调幅信号)。,在频域上，振幅检波电路的作用就是将振幅调制信号频谱不失真地搬回到零频率附近。因此对于同步检波来说，检波电路模型可由一个乘法器和一个低通滤波器组成，如图6.15所示。图中，us(t)为输入振幅调制信号，ur(t)为输入同步信号，uo(t)为解调后输出的调制信号。,图6.14 检波器输入输出波形,图6.15 同步检波电路模型,由图6.15可见，将us(t)振幅调制信号先与一个等幅余弦电压信号ur(t)相乘，并要求ur(t)信号与us(t)信号同频同相，即ur(t)=Urmcosct，称之为同步信号。相乘结果是us(t)频谱被搬移到c的两边，如图6.16所示。一边搬到2c上，构成载波角频率为2c的双边带调制信号，它是无用的寄生分量；另一边搬到零频率上，这样，us(t)的一个边带就必将被搬到负频率轴上，负频率是不存在的，实际上，这些负频率分量应叠加到相应的正频率分量上，构成实际的频谱。再由低通滤波器滤除无用的寄生分量，得到所需的解调电压。,图6.16 振幅检波电路模型各点的频谱,必须指出，同步信号必须与输入信号保持严格同步(同频、同相)，否则检波性能就会下降。包络检波电路不需要同步信号，电路十分简单。有关包络检波电路留待后面再作讨论。,6.1.3 混频电路混频电路是一种典型的频率变换电路。它将某一个频率的输入信号变换成另一个频率的输出信号，而保持原有的调制规律。 混频电路是超外差式接收机的重要组成部分。它的作用是将载频为fc的已调信号us(t)不失真地变换成载频为fI的已调信号uI(t)，如图6.17 所示。通常将uI(t)称为中频信号，相应地，fI称为中频频率，简称中频。,图6.17 混频电路输入输出波形,图中，uL(t)=ULmcosLt是由本地振荡器产生的本振信号电压，L=2fL称为本振角频率，它与fI、fc之间的关系为fI=fc+fL (6 - 14)fI= (6 - 15),fIfc的混频称为上混频，fIfc的混频称为下混频。调幅广播收音机一般采用下混频，它的中频规定为465 kHz。混频电路是一种典型的频谱变换电路，所以混频电路可以用乘法器和带通滤波器来实现，如图6.18(a)所示。,若设输入调幅信号us(t)=Ucm+kau(t)cosct相应的频谱如图6.18(b)所示，本振信号电压uL(t)=ULmcosLt，则当本振频率高于载频，即fLfc时，相乘器的输出电压频谱如图6.18(c)所示。,也就是说，将us(t)的频谱不失真地搬移到本振角频率L的两边，一边搬到L+c上，构成载波角频率为L+c的调幅信号；另一边搬到L-c上，构成载波角频率为L-c的调幅信号。若令I=L-c，则前者为无用的寄生分量，而后者则为有用的中频分量。因此，用调谐在I上的带通滤波器取出有用分量，抑制寄生分量，便可得到所需的中频信号。这称做下混频。若令I=L+c，则称做上混频。显然，带通滤波器的频带宽度应大于或等于输入调幅信号的频谱宽度。,图6.18 混频电路模型各点的频谱,振幅调制按其功率的高低，可分为低电平调制和高电平调制两大类。低电平调制电路主要用来实现双边带和单边带调制，对它的要求是调制线性好、载波抑制能力强，而对功率和效率的要求则是次要的。目前应用最广泛的低电平调制电路有： 双差分对管模拟乘法器振幅调制电路、二极管双平衡振幅调制电路、双栅场效应管振幅调制电路等。,5.2 振幅调制电路,高电平调制电路主要用在调幅发射机的末端，对它的要求是高效率地输出足够大的功率，同时，兼顾调制线性的要求。高电平调制电路常采用高效率的丙类谐振功率放大器，它包括集电极调幅电路、基极调幅电路等。,5.2.1 模拟乘法器1. 模拟乘法器的电路符号1) 乘法器的电路符号模拟乘法器是对两个以上互不相关的模拟信号实现相乘功能的非线性函数电路。通常它有两个输入端(x端和y端)及一个输出端，其电路符号如图6.19(a)或(b)所示。,图6.19 模拟乘法器符号,表示相乘特性的方程为 uo(t)=Amux(t)uy(t)式中，Am为乘法器增益系数。当ux(t)和uy(t)的满量程均为10 ，理想乘法器uo(t)的幅度等于10 时，这样的乘法器称为10 制通用乘法器。即Am=。 在xy平面上，乘法器有四个可能的工作区域。,若乘法器限定ux (t)和uy(t)均为正极性，则称它为一象限乘法器。若乘法器只能允许ux (t)(或 uy(t)为一种极性，而允许uy(t)(或ux(t)为两种极性，则称它为二象限乘法器；若乘法器允许ux(t)和uy(t)分别均可为两种极性，则称它为四象限乘法器。具有四象限的乘法器很适合在通信电路中完成调制、混频等功能。,2) 乘法器的主要直流参数 (1) 输出失调电压Uoo。理想乘法器在ux (t) uy(t)0时，uo(t)0，但在实际乘法器中存在ux(t)uy(t)0时，uo(t)0，这称为输出失调电压。,(2) 满量程总误差E 。在|ux(t)|max和|uy(t)|max条件下，乘法器实测输出电压(uo) mea与理想输出电压(uo) ide的最大相对偏差被定义为E。(3) 非线性误差ENL。在|ux(t)|max(或|uy(t)|max) 条件下，uo随uy (t)(或ux(t)的变化特性呈非线性而产生的最大相对偏差称为非线性误差ENL。,(4) 馈通误差EF。当乘法器一端输入电压为零，另一端输入电压为规定幅度和频率的正弦电压时，输出端出现的与正弦输入电压有关的交变电压被定义为EF。理想乘法器ux(t)0 时，uy(t)0，uo(t)0，说明x输入端存在输入失调电压UXIO，因而uo(t)=AmUXIOuy(t)，造成uy(t)馈通到输出端；当uy(t)为规定值时，相应的输出电压称为y馈通误差EYF。 同理，由于y输入端存在着输入失调电压UYIO，因而造成uy(t)0，ux(t)0时, uo(t)0; 当ux(t)为规定值时，相应的输出电压称为x馈通误差EXF。此外，还有增益系数误差EK、误差的温度系数E等。,3) 乘法器的主要交流参数 与集成运放的交流参数定义的条件不同，在定义乘法器的上述交流参数时，有两点必须说明： 在乘法器中，小信号通常是指加在乘法器输入端的交流信号电压峰-峰值Up-p为满量程电压范围(例如10 V)的5%，即Up-p=1 V。 当乘法器x和y输入信号为两个无关的不同频率正弦信号时，输出信号频率会变得较复杂，为了能有一个共同规范，应把乘法器当作一个线性放大系统来处理。,(1) 小信号带宽BW。固定增益乘法器的输出电压幅度随工作频率增加而降低到直流或低频幅度的0.707(即-3 dB)时所对应的频率被定义为BW，即小信号-3 dB频率。(2) 小信号1矢量误差带宽BWv。BWv是表征乘法器相位特性的参数。乘法器一个输入端加上直流电压(例如10 V)，另一输入端加上Up-p=1 V的正弦信号，当信号频率增加到输出与输入信号之间的瞬时矢量误差为 1或相位差为0.01 rad(0.5730)时所对应的频率，定义为BWv。,(3) 小信号1幅度误差带宽BWA。将乘法器接成单位增益放大器。当输入正弦信号频率增加到其交流增益相对于直流增益下降 1时所对应的频率，定义为BWA。(4) 全功率带宽BWP。将乘法器接成单位增益放大器，输入满量程正弦信号电压，乘法器输出电压非线性失真系数Df1所对应的频率被定义为BWP。,(5) 转换速率SR。将乘法器接成单位增益放大器，输入大信号(例如Up-p=20 V)方波电压时，其输出电压的最大平均变化速率被定义为SR。 (6) 建立时间tset。将乘法器接成单位增益放大器，输入大信号(例如Up-p=20 V)方波电压时，其输出电压幅度进入输出稳态值的既定误差带(通常为0.1)所需时间被定义为tset。,2. 双差分对管模拟乘法器1) 电路结构图6.20所示为压控吉尔伯特乘法器，它是电压输入、电流输出的乘法器。,图6.20 双差分对管模拟乘法器,由图可见，它由三个差分对管组成，差分对管V1、V2和V3、V4分别由V5、V6提供偏置电流。I0为恒流源电流，差分对管V5、V6由I0提供偏置。输入信号电压u1交叉地加在V1、V2和V3、V4的输入端，输入电压u2加在V5、V6的输入端。平衡调制器的输出电流为 i=i-i=(i1+i3)-(i2+i4) =(i1-i2)-(i4-i3) (6 - 16),式中，i1-i2、i4-i3分别是差分对管V1、V2和V3、V4的输出差值电流。于是，可得 (6 - 17),因此(6 - 18)上式表明，i和u1、u2之间是双曲正切函数关系，u1和u2不能实现乘法运算关系。只有当u1和u2均限制在UT=26 mV以下时，才能够实现理想的相乘运算:,因此u1和u2的线性动态范围比较小。其中，UT为热力学电压。在实际运用中, 可在x通道引入预失真网络，在y通道引入负反馈，从而提高模拟乘法器的性能。2) 扩展u2的动态范围电路为了扩大输入电压u2的线性动态范围，可在V5、V6管发射极之间接入负反馈电阻Re。,图6.21 扩展u2的动态范围,为了便于集成化，图中将电流源I0分成两个I0/2的电流源，如图6.21所示。当接入Re后, 双差分对管的输出差值电流为 (6 - 19)可以计算出u1允许的最大动态范围为 (6 - 20),3) 典型的集成电路MC1596MC1596集成电路是常用的廉价且性能较好的乘法器。MC1596的内部电路如图6.22所示。图中V1、V2、V3、V4和V5、V6共同组成双差分对管模拟乘法器，V7、V8作为V5、V6的电流源。在端与之间的外接反馈电阻Re用来扩展ux的动态范围，端和上接的电阻为两输出端的负载电阻。作为双边调制电路时载波信号从端、输入，调制信号从、输入。,图6.22 MC1596的内部电路, MC1596主要技术参数如下： 载波馈通： Urms=140 V(fc=10 MHz, Ucm=300 mV方波)。 载波抑制： 65 dB(fc=50 MHz, Urms=60 mV输入)。 互导带宽： 300 MHz (Rc50 , Urms=60 mV输入)。 电源电压： +12 V, -8 V。 4) 同时扩展u1、u2的动态范围电路作为通用的模拟乘法器，还必须同时扩展u1的动态范围，为此，在图6.20上增加V7V10 补偿电路，如图6.23所示。,图6.23 扩展u1、u2的动态范围,图中V7、V8是将集电极基极短接的差分对管，在V9、V10管发射极之间接入反馈电阻Re1。当接入补偿电路后，双差分对管的输出差值电流为 (6 - 21),可以计算出u1、u2允许的最大动态范围为 (6 - 22),5) 典型集成电路AD834 图6.24所示为AD834简化原理电路。它的工作原理一目了然。为了达到宽带和低噪声的目的，在集成电路内，制成由V9、V10和Re1以及由V5、V6和Re2组成的x和y差模电压-电流变换器的负反馈电阻, Re1=Re2285 。为了降低非线性误差，在本电路上增加了输入失真抵消电路。,图6.24 AD834简化原理电路,图6.25所示为超高频四象限乘法器AD834的外引线与基本宽带应用接线图。电阻Rc对差模输出电流取样，得FS输出差模电压400 mV，在x和y输入1 V(FS)电压，Rc 50 时的BW最小为500 MHz，最大可达1 GHz。R3、C3和R4、C4是正、 负电源去耦合滤波电路。为满足内部电路正常工作直流状态，令R31.5Rc。在x和y输入端的最佳端电阻一般要满足传输电缆阻抗匹配以及输入级偏流补偿两个条件。,AD834的差模输入电阻为25 k，x和y输入偏流典型值为45 A。若x1(或y1)端与x2(或y2)电阻(包括源内阻)相差25 ，则在其输入端就要产生45 A25 1.125 mV的输入失调。因此，必须符合偏流补偿的原则。,图6.25 AD834宽带接线图,按图6.25所示的基本接法，它的传输关系式为,差模输出电压为,AD834接成图6.25所示的基本宽带乘法器，可达到： 满量程总误差E0.5 FS；在f100 MHz时的x和y交流馈通电压误差EFEYF-50 dB，非线性误差EXNL0.2,EYNL0.1，Rid25 k; x和y输入失调电压UI00.5 mV，IIB45 A，KCMR80 dB；差模输出失调电流Ios I01-I02=20A。,5.2.2 低电平调制电路1. MC1596集成平衡调制器用MC1596构成双边带调制器的实际电路如图6.26所示。偏置电阻Rb使IEE=2 mA；R1和R2向7端和8端提供偏，7端为交流地电位；51 电阻用于与传输电缆特性阻抗匹配；两只10 k电阻与RP构成的电路，用来对载波馈通输出调零。,图6.26 MC1596构成平衡调制器,设载波信号Ucm的幅度Ucm2UT，是大信号输入，根据式(6 - 18)和图6.26(a)可知，双曲正切函数具有开关函数的特性，如图6.26(b)所示。于是得下式：,对上式按傅里叶级数展开为 (6 - 23)式中,n为奇数,调制信号u加在1端。由于有负反馈电阻, Re1 k, 在2与3端之间，th不能成立。在负反馈电阻足够强的情况下，如图6.21所示，有(6 - 24),将图6.20与图6.26(a)所示电路结合起来分析，Rc对电流取样，于是可得单端输出时的uom表达式为,将uUmcost和式(6 - 23)代入上式，得uom=-Umcost Ancosnct =cos(nc+)t+cos(nc-)t (6 - 25),在uc为大信号时，u、uc、uom及滤波器输出电压uo的波形及频谱图如图6.27所示。,图6.27 双边带调制的波形及频谱,由图看出，模拟乘法器输出电压呈时通时断形式，相当于有一个高频开关控制它。若接入带通滤波器，则将uom中的高次谐波滤掉，得uo(t)=A1umcostcosct (6 - 26)式中, ABP是滤波器带内增益系数，A12/。载波抑制度与MC1596及工作频率fc有关，一般大于3640 dB。,2. 普通调幅器 在图6.26所示电路结构中，稍微改动一些参数，将与RP串接的10 k电阻改作750 ，就接成普通调幅()方式，如图6.28所示。这时的RP已成为幅度调节电位器。调节RP的目的在于在为输出端提供载频分量。,这是因为实际模拟乘法器内部差分对管参数不是理想对称的，存在着电压馈通作用，在输出端将会出现误差电压。在双边带调幅中，RP起载波馈通输出调零作用。而在构成电路时，则利用了馈通现象，这时利用调节RP来控制输出端载波幅度大小。将RP值调整好以后，再通过改变um大小进行调幅时，应能够在ma=0100%范围内得到线性较好的波形。需要注意，调制电压幅度不能太大，以避免出现过量调幅。,图6.28 MC1596构成普通调幅,作业：2012-11-29 5.12； 5.13； 5.23； 5.24； 5.26； 5.35 ；5.36,5.2.3 高电平调制电路1. 集电极调幅电路 在谐振功率放大器中，当UBB、Ubm及RP保持不变时，只要使放大器工作于过压状态，通过改变集电极电源电压uCC便可使Ic1m发生变化，这就是所谓的集电极调制特性。应用谐振功率放大器的集电极调制特性，可构成集电极调幅电路。,图6.29 集电极调幅电路,集电极调幅电路原理如图6.29所示(集电极电源电压uCC=UCC+u)。图中，T1、T2为高频变压器；T3为音频变压器； UBB为基极偏压； UCC为固定集电极直流电压；C1为高频旁路电容，对载波信号而言相当于短路；C2为高频旁路电容，对载频信号而言等效于短路，但对调制信号u而言，则应近似于开路；C3为交流旁路电容，对载频及调制信号频率而言均等效于短路；LC并联谐振回路为集电极负载回路。,图6.30 基极调幅电路,2. 基极调幅电路在谐振功率放大器中，当UCC、Ubm及RP保持不变时， 只要使放大器工作于欠压状态，通过改变基极电源电压uBB便可得到相同变化规律的Ic1m，这就是所谓的基极调制特性。应用谐振功率放大器的基极调制特性，便可实现调幅过程。 基极调幅电路原理如图6.30所示(基极电源电压uBB=UBB+u)。,图中，T1、T2为高频变压器;R1和R2为晶体管基极偏压电阻；R3为直流自偏电阻(发射极直流负反馈电阻)；C1和C3为交流旁路电容，对调制信号u及载波信号uc而言应近似于短路；Lb为高频扼流圈，对载波而言相当于开路；C2为高频旁路电容，对载波而言相当于短路，但对调制信号u而言应等效于开路；C4为隔直流电容，对调制信号u而言等效于短路。,调制信号u通过C4耦合到晶体管基极回路。载波信号uc经高频变压器T1耦合到基极回路，作为谐振功率放大器的输入高频激励电压。高频变压器T2的初级线圈电感L与电容C构成并联谐振回路。,5.3.1 二极管包络检波电路 振幅调制有三种信号形式： 普通调幅信号()、双边带信号()和单边带信号()。它们在反映同一调制信号时，频谱结构和波形不同，因此解调方法也有所不同。,5.3 振幅解调电路,这里有两点需要说明： 不论哪种振幅调制信号，对于同步检波电路而言，都可实现解调。 对于普通调幅信号来说，由于载波分量的存在，可以直接采用非线性器件(二极管、三极管)实现相乘作用，得到所需的解调电压，不必另加同步信号，这种检波电路称为包络检波。 1. 二极管包络检波电路的工作原理二极管包络检波电路有两种电路形式： 二极管串联型和二极管并联型，如图6.31所示。下面主要讨论二极管串联型包络检波电路。 ,图6.31 二极管包络检波原理电路,图6.31(a)是二极管VD和低通滤波器RLC相串接而构成的二极管包络检波电路。当有足够大输入信号电压us(t)=Uom(1+ma cost) cosct时，二极管伏安特性可用折线逼近来描述，即二极管导通时，正向电导为gD=1/rD。若cRL，在二极管导通时，us(t)向C充电(充电时间常数为rDC)；在二极管截止时，C向RL放电(放电时间常数为RLC)。,在输入信号作用下，二极管导通和截止在不断重复着，直到充、放电达到动态平衡后，输出电压uo (t)便在平均值UAV上、下按载波角频率c作锯齿状波动，如图6.32(a)所示。对应地，二极管的电流为高度随输入调幅信号包络变化的窄脉冲序列，如图6.32(b)所示。输出电压uo(t)的平均值 uAV 由直流电压 UAV 和u=Umcost组成, 如图6.32(c)所示，即有 uAViAVRLUAVUmcost (6 - 27),上式中uAV与输入调幅信号包络Uom (1+ma cost)成正比。式中UAV=dUomUmdmaUomd 为检波效应，值恒小于,图6.32 检波电路波形,包络检波电路中，二极管实际上起着受载波电压控制的开关作用。二极管VD仅在载波一个周期中接近正峰值的一段时间内导通(开关闭合)，而在大部分时间内截止(开关断开)。导通与截止时间的长短与RLC的大小有关， RLC取值不当会产生失真。,增大RL将会使C向RL的放电速度减慢，从而减小C的电荷量释放，在达到动态平衡后，二极管VD导通期间内向C的充电量将减小，导致VD的导通时间减小，这时UAV增大，锯齿状波动减小。增大C也有类似情况。为了提高检波性能，在实际电路中，为了提高检波性能，RLC取值应足够大，满足RL1/(cC)和RLrD。,2. 输入电阻 检波器电路作为前级放大器的输出负载，可用检波器输入电阻Ri来表示，如图6.33(a)所示。其定义为输入高频电压振幅Uom与二极管电流中基波分量I1m振幅的比值，即(6 - 28),若输入为调幅信号，当1/(C)RL时，输入电阻RiRL/2。,图6.33 放大器和检波器级联,图6.34 三极管包络检波器,Ri的作用会使L1C1谐振回路的谐振电阻由RP减小到RPRi，如图6.33(b)所示。为了减小二极管检波器对谐振回路的影响，必须增大Ri，相应地就必须增大RL。但是，增大RL将受到检波器中非线性失真的限制。,解决这个矛盾的一个有效方法是采用图6.34所示的三极管射极包络检波电路。由图可见，就其检波物理过程而言，它利用发射极产生与二极管包络检波器相似的工作过程，不同的仅是输入电阻比二极管检波器增大到了1+倍。这种检波电路适宜于集成化，在集成电路中得到了广泛的应用。,3. 二极管包络检波电路中的失真如果电路参数选择不当，二极管包络检波器会产生惰性失真和负峰切割失真。1) 惰性失真惰性失真是由于RLC取值过大而造成的。在实际电路中，为了提高检波性能，RLC取值应足够大，但是RLC取值过大，将会出现二极管截止期间电容C对RL放电速度慢，这样检波输出电压就不能跟随包络线变化，于是产生惰性失真，如图6.35所示。,图6.35 惰性失真,从图上可以看出，在t1t2时间内，uous，二极管总是处于截止状态。为了避免产生惰性失真，二极管必须保证在每一个高频周期内导通一次，这就要求电容的放电速度大于或等于调幅波包络线的下降速度。,避免产生惰性失真的条件如下： (6 - 29) 上式表明，ma和越大，包络下降速度就越快，不产生惰性失真所要求的RLC 值也就必须越小。在多音调制时，作为工程估算，ma和应取其中的最大值。,2) 负峰切割失真 实际上，检波电路总是要和下级放大器相连接的，如图6.36(a)所示。为了避免uo中的直流分量UAV影响下级放大器的静态工作点，在电路中，使用隔直流电容Cc(对呈交流短路)；图中RL为下级电路的输入电阻。,检波器的交流负载ZL (j)和直流负载ZL(0)分别为： 交流负载 ZL(j)RLR L 直流负载ZL(0)RL这说明包络检波电路中，输出的直流负载不等于交流负载，并且交流负载电阻小于直流负载电阻。,假设输入调幅波的包络为Uom(1+macost)，当电路达到稳态时，输出电压uo中直流分量UAV全部加在Cc的两端，而uo中交流分量全部加在RL的两端。若认为d，则可写出umaUomcost。 由于Cc的容量很大，在低频一个周期内可认为其两端的直流电压UAV基本维持不变，它在电阻RL和RL上产生分压，RL两端额外增加的直流电压Ua为,Ua对二极管来说是反向电压。因而在输入调幅波Uom最小值附近(如图6.36(b)所示)有一段时间的电压数值小于Ua ，那么二极管在这段时间内就会始终截止，电容C只放电不充电。但由于电容Cc的容量很大，它两端的电压放电很慢，因此输出电压uo被维持在Ua，uo波形的底部被切割如图6.36(c)所示，u波形同样失真，如图6.36(d)所示。通常把这种失真称为负峰切割失真。,图6.36 负峰切割失真,从上述讨论可见，由于检波器交、直流负载不相等，因此有可能产生负峰切割失真。为了避免这种失真，Uom的最小值必须大于Ua(以免二极管始终截止)，即,在大信号检波和gDRL50的条件下，UomUAV, 故上式可简化为 (6 - 30),上式表明，当ma一定时，RL 越大，也就是越接近ZL(0)，负峰切割失真越不容易产生。另一方面它也表明，负峰切割失真与调制信号频率的高低无关，这是其与惰性失真的不同之处。,图6.37 减小交、直流负载电阻值差别的检波电路,在实际电路中，可以采用各种措施来减小交、直流负载电阻值的差别。例如，将RL分成RL1和RL2，并通过隔直流电容Cc将RL并接在RL2两端，如图6.37所示。由图可见，当RL=RL1+RL2维持一定值时，RL1越大，交、直流负载电阻值的差别就越小，但是，输出音频电压也就越小。 为了折中地解决这个矛盾，实际电路中，常取RL1/RL2=0.10.2。电路中RL2上还并接了电容C2，以用来进一步滤除高频分量，提高检波器的高频滤波能力。当RL过小时，减小交、直流负载电阻值差别的最有效办法是在RL和RL之间插入高输入阻抗的射极跟随器。,5.3.2 同步检波电路 同步检波，又称相干检波(Synchronous Detector)，主要用来解调双边带和单边带调制信号。它有两种实现电路，一种是采用二极管包络检波器构成叠加型同步检波器，另一种由乘法器和低通滤波器组成。,1. 叠加型同步检波电路叠加型同步检波电路实现模型如图6.38所示。叠加型同步检波电路的工作原理是将双边带调制信号us(t)与同步信号ur(t)叠加，叠加后的信号是普通调幅波，然后再经包络检波器，解调出调制信号。由二极管包络检波器构成的叠加型同步检波器如图6.38(b)所示。,图6.38 叠加型同步检波电路模型,2. 1596模拟乘法器构成的同步检波 图6.39为MC1596模拟乘法器构成的同步检波器实例。图中，电源采用12 V单电源供电，调幅信号us(t)通过0.1F耦合电容加到1端，其有效值在几毫伏到一百毫伏范围内都能不失真解调，同步信号ur (t)通过0.1F耦合电容加到8端，电平大小只要求能使双差分对管工作于开关状态即可(50500 mV之间)。输出端9经低通滤波器(两个0.00