开关电源 主电路设计ppt课件.ppt

1,6.1 开关电源的主要技术指标及其分析6.2 主电路设计6.3 热设计和结构设计6.4 电磁兼容性设计6.5 小结,第六章 主电路设计,2,6.1 开关电源的主要技术指标及其分析,开关电源的设计应从深入分析待设计的电源的技术指标开始。开关电源技术指标指出了该电源的实际使用要求，设计工作应满足技术指标的要求为目的。 分析开关电源的各项主要技术指标的含义及其同设计的关系。 一.输入参数 二. 输出参数 三. 电磁兼容性能指标 四. 其他指标,3,输入电压：目前开关电源流行采用国际通用电压范围，即单相交流85265V（100240V）。直流输入时情况复杂，范围在24600V之间都有可能。输入电压的指标通常包含额定值和变化范围两方面内容。电压下限影响变压器变比设计，电压上限影响主电路元器件电压等级。电压范围过宽，设计裕量大而造成浪费。因此，输入电压的变化范围应在满足实际要求的前提下尽量小。,一.输入参数：输入电压、交流或直流、相数、频率、输入电流、功率因数和谐波含量等,4,输入频率：我国民用和工业用电频率为50Hz。航空航天及船舶用的电源经常采用交流115V/400Hz输入（单相或三相）。输入相数：当开关电源功率为35kW时，可以选单相输入，以降低器件的电压等级，降低成本； 当功率大于5kW时，应选三相输入，以避免引起电网三相间的不平衡，同时减小主电路电流，以降低损耗。,5,输入电流：输入电流通常包含额定输入电流和最大电流两项，是输入开关、接线端子、熔断器和整流桥等元件的设计依据。输入功率因数和谐波：开关电源的输入谐波电流和功率因数是一个重要指标，也是设计中的一个重点。但降低谐波电流和提高功率因数往往需要付出电路复杂程度增加、成本上升、可靠性下降的代价，因此应根据实际需要和有关标准制定指标。,6,单相PFC技术基本成熟，附加成本较低，输入功率因数很容易达到0.99以上，输入总谐波电流畸变率小于5%。 三相PFC技术尚不成熟，单开关三相PFC技术，功率因数只能达到0.95左右，且存在很多问题。 采用无源PFC技术，功率因数只能达到0.9左右。 采用6开关PWM整流电路可以得到高品质的功率因数和低的电流谐波含量，但成本增加很多。,7,输出电压：通常给出额定值和调节范围两项内容。输出电压上限关系到变压器设计中电压比的计算，因此在满足实际要求的前提下，上限应尽量靠近额定点。下限的限制较宽松。输出电流：通常给出额定值和一定条件下的过载倍数，有稳流要求的电源还会指定调节范围。有的电源不允许空载，此时应指定电流下限。,二. 输出参数：输出功率、输出电压、输出电流、纹波、稳压精度、稳流精度、效率和输出特性等,8,稳压、稳流精度：通常以正负误差带的形式给出。通常精度可以分为三个项目考核：输入电压调整率；负载调整率；时效偏差。,输入电压调整率：在输出满载的情况下，输入电压变化会引起输出电压波动，测试输入电压在全输入范围内变化时输出电压偏离输出整定电压的百分比，一般要求电压调整率不超过0.1%。,电压调整率=(U- U0)/U0100式中：U为U1 和U2中相对U0变化较大的值；,U1为输入电压下限对应的输出电压；U2为输入电压上限对应的输出电压。,9,负载调整率：输入额定电压时，因变换负载引起的输出电压波动不应超出规定的范围。时效偏差：输入电压和负载都一定的条件下，随着时间的推移，输出电压波动情况。,负载调整率=(U- U0)/U0100式中：U为U1 和U2中相对U0变化较大的值；,10,同精度密切相关的因素：基准源精度、检测元件精度、控制电路中运算放大器精度等。,11,电源的输出特性：设计中必须根据输出特性的要求来确定主电路和控制电路的形式。 很多场合都对电源提出了输出特性要求恒压、恒流的输出特性要求。具备这种特性的电源，在负载电流未达到限流值时，工作在恒压状态，随着负载的加重，电流达到限流值，输出电压开始下降，电源处于恒流工作状态。,12,纹波：通常按频带可以分为三类： 高频噪声，即图6-2中频率远高于开关频率的尖刺； 开关频率纹波，指开关频率附近的频率成分即图6-2中锯齿状成分； 低频纹波，频率低于开关频率的成分，即低频波动。,13, 纹波系数：取输出电压中交流成分总有效值与直流成分的比值定义为纹波系数。这是最常用的量化方法，但不能反映幅值很高、有效值却很小的的尖峰噪声的含量及其影响，而且用常规仪表很难精确计量其总有效值。, 峰峰电压值：该方法计量了纹波电压的峰峰值，但不能反映纹波有效值的大小，不够全面。,对纹波有多种量化方法，常用的有：,14, 按三种频率成分分别计量幅值：该方法最为直观、详细，也容易用示波器直接测量，但对负载的干扰程度不容易界定。 衡重法：该方法强调纹波对工作在3003000Hz声音频带内设备的影响，用于评价通信电源的性能指标。,15,效率：是电源的重要指标，它通常定义为 式中，Pi为输入有功功率；Po为输出有功功率。 通常给出在额定输入电压和额定输出电压、额定输出电流条件下的效率。 对于开关电源来说，效率提高意味损耗功率的下降，从而降低电源温升，提高可靠性，节能的效果也很明显，所以应尽量提高效率。,16,开关电源的各种损耗,17,一般来说，输出电压较高的电源效率高于输出低电压的电源，这同变压器二次侧整流二极管的通态压降与输出电压的比值相关。通常高输出电压（100V）电源效率可达90%95%。,18,电磁兼容性（Electromagnetic CompatibilityEMC）包含两方面的内容： 电磁敏感性（Electaonmagnetic SusceptibilityEMS） 电磁干扰（Elec-Tromagnetic InterferenceEMI） 分别指出电子装置抵抗外来干扰的能力和自身产生的干扰强度。通过制定标准，使每个装置能够抵抗干扰的强度远远大于各自发出的干扰强度，则这些装置在一起工作时，相互干扰导致工作不正常的可能性就比较小，从而实现实现电磁兼容。,三. 电磁兼容性能指标,19,各国有关电磁兼容的标准很多，并且都形成了一定的体系。比较重要的有国际电工委员会（International Electrotechnical CommissionIEC）的电磁兼容标准体系，欧洲联盟标准体系（EN）和美国联邦通信委员会（Federal Commission of CommunicationFCC）标准等，我国也制定了相应的国家标准（GB）。,20,体积和重量指标密切相关，小型化、轻量化正是电源装置的发展趋势。除合理的结构设计外，减少体积和重量的最有效途径是提高开关频率。环境温度指标同热设计的关系很大，从散热的角度来看，环境温度上限是最恶劣的工况。 通常民用电源的环境温度范围在040，工业用电源为 -1055，而军用及航空航天及舰船用则可能达到-55105。,四. 其他指标,21,随着海拔的升高，大气越来越稀薄，容易击穿而形成放电。因此在高海拔（2000m以上）使用的开关电源，在设计过程中应注意加大绝缘的间距。,22,6.2.2 主电路设计,主电路的设计通常在整个电源的设计过程中具有最为重要的地位，一旦完成设计，不宜轻易改变，因此设计时对各方面问题应考虑周全，避免返工，造成时间和经费的浪费。,对主电路的设计说明： 一. 主电路的选择 二. 硬开关与软开关电路的选择 三. 正激型、推挽型、半桥型和全桥型电路的主电路 元器件参数的计算 四. 反激型电路的主电路元器件参数的设计,23,一. 主电路的选择,根据电源功率的不同要求，宜采用不同的电路形式。 小功率电源（1100W）宜采用电路简单、成本低的反激型电路； 电源功率在100W以上且工作环境干扰很大、输入电压质量恶劣、输出短路频繁时，应采用正激型电路； 对于功率大于500W，工作条件较好的电源，则采用半桥型或全桥型电路较为合理；如果对成本要求比较严，可以采用半桥型电路；如果功率很大，则应采用全桥型电路；推挽型电路通常用于输入电压很低、功率较大的场合。,24,二. 硬开关与软开关电路的选择,在设计中，通常需要综合考虑可靠性、成本、效率等多方面因素来确定是否采用软开关技术。现阶段在一些情况下，采用硬开关电路仍然是合理的选择，而对效率、体积和重量的要求非常高时，应根据实际情况，采用相应的软开关电路。 随着市场对电源体积和重量越来越苛刻的要求，软开关电路在电源中的应用越来越广泛，因而从发展的角度来看，软开关是未来电源技术的主流。,25,变压器是开关电源中的核心器件 电压比kT ：电压比计算的原则是电路在最大占空比和最低输入电压的条件下，输出电压能达到要求的上限，考虑到电路中的压降，输出电压应留有裕量，即,三. 正激型、推挽型、半桥型和全桥型电路的主电路元器件参数的计算,1. 变压器的设计,式中，Uimin为输入直流电压最小值，应选取输入电压下限并注意考虑电压纹波；Dmax为最大占空比；Uomax为最高输出电压；U为电路中的压降，应包含整流二极管压降和电路中线路压降等。,26, 铁心的选取：计算出电压比后，可根据以下公式选取合适的铁心：,式中，Ae为铁心磁路截面积；Aw为铁心窗口面积；PT为变压器传输的功率；fs为开关频率；B为铁心材料所允许的最大磁通密度的变化范围；dc为变压器绕组导体的电流密度；kc为绕组在铁心窗口中的填充因数。根据以上公式计算出铁心应具备的截面积窗口积（AeAw）后，可以在生产厂家提供的产品手册中查找合适的铁心，使其形状和尺寸满足要求。,27, 绕组匝数：选定铁心后，便可以计算绕组匝数。为了保证在任何条件下铁芯不饱和，设计时应按最大伏-秒面积计算匝数。首先计算二次侧绕组匝数，然后根据电压比推算出一次绕组匝数。二次匝数计算公式为：,式中，SV为二次绕组承受的最大伏-秒面积。,由于电路中电压的波形是方波，所以最大伏-秒面积的计算可以简化为电压和脉冲的乘积，因此二次绕组匝数的设计公式可简化为：,对正激型电路,对全桥型、半桥型、推挽型电路,28, 绕组导体截面：根据流过每个绕组的电流值和预先选定的电流密度，即可计算出绕组导体截面为, 变压器设计的其他问题：包括变压器励磁电感和漏感的估算，以及绕组结构的设计。,可以用变压器的等效电路来说明励磁电感和漏感，一次绕组的励磁电感,式中， 为真空导磁率； 为铁心材料相对导磁率； 为铁心截面； 为一次绕组匝数； 为铁心磁路长度。,29,变压器的漏感与某一绕组产生的，并仅同自身耦合的磁链有关，因此它同一次、二次绕组互相耦合的紧密程度密切相关，耦合不够紧，则漏感会增加。漏感会对电路工作带来负面影响，所以变压器的设计应尽量减小漏感。 减小漏感的办法主要是提高一次、二次绕组耦合的紧密程度。如采用间隔绕组等。,由于铁磁材料的相对磁导率 很大，因此励磁电感通常也较大。如果铁心未夹紧，磁路中有气隙，则励磁电感会急剧下降，励磁电流成倍增加，导致变压器性能严重恶化。,30,输出滤波电路的作用是滤除二次侧整流电路输出的脉动直流中的交流成分，得到平滑的直流输出。开关电源中，通常采用一级LC滤波电路，当要求输出纹波很小时，也采用两级LC滤波电路。,2. 输出滤波电路的设计, 滤波电感的设计,设计滤波电感应根据输出电压、输出电流和开关频率，并应首先选定允许的电感电流的纹波值，计算电感值，选定电感铁心。,31,对于正激电路：对于全桥、半桥和推挽电路：式中，L为滤波电感值，Uimax为输入电压最大值，fs为开关频率，I为允许的电感电流最大纹波峰峰值。,32,计算绕组匝数：,计算气隙：,然后根据电感电流和预先选定的电流密度，可以计算出电感绕组的导体截面积。,Imax为电感电流最大有效值， Imax为电感电流最大峰值。,33, 滤波电容的确定,然后，根据电解电容的手册选择合适的电容。,假设电感电流最大纹波有效值为 ，而滤波电容的阻抗为,根据预先选定的输出电压最大纹波有效值，计算滤波电容的阻抗：,34,！由于开关电源中输出滤波器处理的功率很大，因此滤波电感的电流容量应留有足够的裕量，以免在输出大电流时饱和，滤波电容须采用高频电解电容，以提高滤波效果、减少发热，往往采用多个小电容并联，以降低等效串联电感和等效串联电阻。,35,开关器件及二极管的设计应遵循以下两个原则： 器件工作时的电压和电流都不应超出其安全工作区（SOA） 工作时的结温不能超过最大结温在实际的设计中，应该计算出器件工作时的电压和电流峰值，并根据安全工作区（SOA）来初步选择器件的电压和电流容量，然后根据估算的器件发热功率、最高环境温度和热阻等参数来估算工作时的结温，并应留有裕量。,3.开关器件及二极管的设计,36,变压器二次侧整流二极管的设计,流过二极管的峰值电流为,流过二极管的最大平均电流为,所选取的二极管允许的峰值电流和平均电流应大于上述值。,（正激型电路整流二极管）,（正激型电路续流二极管）,（半桥型、全桥型、推挽型电路）,37,38,二极管的结壳热阻加散热器的热阻不能超过上式给出的上限，这是选取二极管及其散热器的依据。,39,变压器一次侧开关器件的设计,流过开关器件的峰值电流为,流过开关器件的最大平均电流为,所选开关器件的允许峰值电流和平均电流应大于上述值。,（正激型电路）,（半桥型、全桥型、推挽型电路）,40,对于MOSFET等单极型器件，应采用其通态电阻和流过其沟道的电流有效值计算通态损耗；对于IGBT、GTR等双极型器件，应按饱和压降乘以通态平均电流计算通态损耗。,根据开关器件的平均电流估算其通态损耗为,式中， 为开关器件在流过峰值电流时的通态压降。,41,在每个开关器件单独安装散热器的条件下，根据开关器件的损耗功率（即发热功率）和器件的结温上限以及环境温度的上限，计算出允许的散热器热阻的上限为,开关器件的结壳热阻加散热器的热阻不能超过上式给出的上限，这是选取开关器件及其散热器的依据。,开关器件的开关损耗为,42,四. 反激型电路的主电路元器件参数的确定,1. 变压器的设计,当输出电流最大、输入直流电压为最小时开关的占空比达到最大，假设这时反激型电路刚好处于电流临界连续工作模式，则可计算出电路工作时的最大占空比,43,此时变压器一次电流峰值,并可计算出变压器一次电感值,44,计算绕组的匝数：,计算气隙：,计算出 后，即可根据如下公式设计变压器：,45,2. 开关器件的设计,开关器件的峰值电流为 ，平均值为,所选取的开关器件允许的峰值电流 应大于 ，平均电流应大于上式中的IS。,根据开关器件的平均电流可以估算其通态损耗为,式中，US为开关器件中流过峰值电流时的通态压降。对于单极型器件，应采用其通态电阻和流过其电流有效值计算通态损耗。,46,开关器件的开关损耗为,在每个开关器件单独安装散热器的条件下，根据开关器件的损耗功率（即发热功率）和器件的结温上限以及环境温度的上限，计算出允许的散热器热阻的上限为,开关器件的结壳热阻加散热器的热阻不能超过上式给出的上限，这是选取开关器件及其散热器的依据。,47,3. 反激型电路输出整流二极管的设计,根据二极管的平均电流估算其通态损耗为,二极管的开关损耗为,根据二极管的损耗功率即发热功率和器件的结壳热阻和散热器的热阻可得,二极管的结壳热阻加散热器的热阻不能超过上式给出的上限，这是选取二极管及其散热器的依据。,二极管的峰值电流为 ，平均值为,所选取的二极管允许的峰值电流应大于 ，平均电流应大于上式中的 。,48,主电路设计实例,技术要求： 输入电压： 交流三相380 10%V，50Hz。 输出电压： 额定直流220V，调节范围160280V。 输出电流： 最大10A。 输出纹波： 纹波系数不大于0.5%。 工作温度： 040。,49,（1）主电路的选型最大输出功率为10280W=2800W，属于功率较大的开关电源，因此应选取全桥型电路；输出电压最高为280V，考虑到二极管的耐压，变压器二次侧应采用全桥型整流电路。为了简化设计过程，以便于理解，采用硬开关电路。,主电路设计,50,（2）变压器的设计,电压比 ：,铁心的选取： 首先按下式计算铁心截面积-窗口面积的积,本例中， 取输入电压下限时的整流电压，并减去该电压波动的一半，即440V。 同控制电路有关，此处选为0.9。 选为最高输出电压280V， 选2V。将以上数据代入上式，可得,51,其中 取2800W，开关频率 取50kHz，铁心材料选为铁氧体，其中 取0.2T，导体电流密度 选 ， 窗口填充因数 选取0.5。将这些数据代入上式，得,按照铁氧体铁心生产厂家提供的手册，可以选择铁心型号为EE65，其铁心截面积为 ，窗口面积为 ，铁心截面积窗口面积的积为 ，可以满足要求。,绕组匝数： 选定铁心后，按下式计算绕组匝数,可得,一次绕组匝数可由二次绕组匝数和电压比推算得到，为,52,绕组导体截面：根据下式可得二次绕组的导体截面积为,根据电压比算出一次绕组导体的截面积为,（3）输出滤波电路的设计,53,滤波电感的设计：计算电感值,其中输入电压最大值 取564V，开关频率 为50kHz，允许的电感电流最大纹波峰峰值 取最大输出电流的20%，即2A，计算得,根据电感值和流过电感的电流选定电感铁心，代入数据得铁心磁路截面积与窗口面积的乘积 应满足,按照铁氧体铁心生产厂家提供的手册，可以铁心型号为EE65，其铁心截面积-窗口面积的积为 ，可以满足要求。,54,再计算绕组匝数为,依据公式计算气隙，其中 为真空磁导率，其数值为 ，得,然后根据电感电流和预先选定的电流密度，可以计算出电感绕组的导体截面为,55,滤波电容的确定,假设电感电流最大纹波有效值为 ，输出电压纹波有效值取为输出电压下限值的0.5% ，即 ，可以计算出滤波电容的阻抗为,一种标称电容量为 、耐压为400V的电解电容器，其串联等效电阻约为 ，串联等效电感约为 。纹波电流频率为100kHz时，该电容的等效阻抗为 ，故采用该型号电容一个即可。,56,（4）开关器件及二极管的设计,变压器二次侧整流二极管的设计,二极管承受得反向电压最大值为整流电压最大值除以变压器的电压比，取422V，考虑到二极管关断时会有过电压，并考虑到输出电压的浪涌等因素，因此选取二极管的耐压不低于600V。,流过二极管的峰值电流为,最大平均电流为,所选取的二极管允许的峰值电流应大于11A，平均电流应大于5A。,57,根据二极管的平均电流估算其通态损耗，其中二极管通态压降根据有关产品手册取2V，则,二极管的开关损耗根据经验，按通态损耗的1.52倍估算，即,根据二极管的损耗功率（即发热功率）和器件的结温上限以及环境温度的上限可以计算出允许的散热热阻的上限，其中环境温度上限为40，结温上限取120，得,58,二极管的结壳热阻加散热器热阻不能超过2.6K/W，这是选取二极管及其散热器的依据。根据快速恢复二极管生产厂家提供的手册，选择型号为DSEI 3006A的二极管，其反向耐压为600V，正向电流为37A，结壳热阻为1K/W，管壳与散热器的接触电阻典型值为0.25K/W。散热器台面到环境的热阻应小于1.35K/W。如果4个二极管安装在同一散热器上，并使用了绝缘垫，则应考虑绝缘垫的热阻，并且散热器热阻应按1个二极管计算值的1/4选取。,59,开关器件的设计,开关器件选取电力MOSFET，其耐压为输出电压整流后的峰值591V，考虑到关断时的过电压以及输入电压的浪涌，开关器件的耐压取800V以上。,流过开关器件的峰值电流为,最大平均电流为,所选开关器件的允许峰值电流和平均电流应大于上述值。,60,电力MOSFET的通态损耗用开关电流峰值的 来估算，即开关器件的电流有效值为 ，则开关器件的通态损耗为,式中， 为开关器件电流有效值，即为5.5A， 为开关器件通态电阻，根据手册选取为 。,61,开关器件的开关损耗可以按通态损耗的11.5倍估算，得计算出允许的散热热阻的上限，其中器件的结温最大值 取120，环境温度上限 为40，得,在电力MOSFET生产 厂家提供的手册中，查到型号为IXFH15N80的器件，其耐压为800V，电流为15A，通态电阻0.6，结壳热阻为0.7K/W，其管壳与散热器的接触热阻典型值为0.5K/W，这样每个MOSFET所需散热器的热阻应小于1.25K/W。,62,主电路参数设计图,52 : 37,63,6.3 热设计和结构设计,6.3.1 开关器件和二极管的热设计,1. 开关管器件的传热过程,开关器件工作时，在管芯中产生热量，通过管壳和散热器散发到空气中（水冷方式时是水中），其中包含管芯管壳、管壳散热器台面、散热器台面散热器散热面、散热器散热面环境等相串联的多个传热过程。从散热的角度，可简化为管芯散热器和散热器环境这两个过程。,管芯,管壳,散热器,环境,管芯到环境的传热过程如图。温差、热阻和发热功率间的关系为,64,通常开关器件管芯的极限温度 为125150 ，环境温度 的范围在设计任务书中通常都有规定，工业用电源一般 为40-55。,热设计的目的是在 和 基本确定的条件下，选择合适的热阻 和 ，使工作时管芯的温度低于最大允许的结温。,65,2. 结壳热阻 的选择原则,电流容量较大的器件通常具有较小的热阻，而且通态压降也低，使得发热功率降低，有利于降低温升，但容量较大的器件成本较高。,采用器件并联或电路多重化技术，可成倍降低热阻。但同时成本也将成倍提高，且须考虑器件均流问题。,66,3. 散热器热阻 的设计原则,采用散热面积较大的散热器，可得到较低的热阻，但增加了体积和重量，提高了成本。,采用强制风冷，并提高空气流速可达到更好的散热效果，但成本会增加，而且在某种程度上降低了系统的可靠性，并令噪声明显增大。,合理的散热结构设计有可能达到事半功倍的效果。,热设计应在满足结温不超标的条件下，将性能与成本结合考虑，达到综合最优。,67,6.3.2 变压器和电抗器的热设计,变压器和电抗器在工作中会产生损耗，并以热的形式向环境发散，铁心和绕组的温度都会升高。由于铁心材料特性、绕组绝缘材料特性等的限制，变压器和电抗器的温度不能过高，因此必须进行合理的热设计，在保证可靠性、经济性的前提下，使变压器和电抗器在合理的温度下正常工作。,变压器和电抗器的损耗可以分为铁损（铁芯中产生的损耗）和铜损（绕组中产生的损耗）两部分。,68,铁损又可以分为磁滞损耗和涡流损耗两部分。总的铁损可按如下经验公式计算开关电源中变压器和电抗器通常采用铁氧体、非晶或纳米晶体材料作为铁心，这些铁心材料的生产厂家通常会提供在工况下其材料的比损耗曲线，即单位重量或单位体积的损耗功率值。设计时只需根据工作频率、最大工作磁通密度等参数，在曲线中查找出对应的比损耗值，再乘以所选磁心的重量或体积即可。,69,变压器和电抗器的铜损与绕组的电阻有关，是电流流过绕组导体电阻产生的损耗。计算绕组铜损的公式为,式中， 是绕组的交流电阻，其与流过绕组电流的频率和绕组温度有关，一般应按实际工作时的温度计算； 为流过绕组电流的有效值。,70,变压器和电抗器可放置在风道中，以加强散热。但最主要的还是设法降低其发热量，通过合理选择铁心材料和设计绕组，可最大限度降低其损耗，从而减小发热。,计算出变压器和电抗器的铁损和铜损后就可得到其总损耗，然后根据下式计算变压器的温升：,T为温升；A为变压器或电抗器表面积；h为对流换热系数，与对流介质及流速相关，自然空气对流时，为1-10W/(m2K),强制对流时， 20-100W/(m2K)。,71,6.3.3 机箱结构的设计,机箱结构的设计需要考虑到机械强度、重量、散热、屏蔽、美观、标准化和装配、调试、维修是否方便等诸多方面的因素。,从强度方面考虑，机箱结构应有结实的框架和较厚的底板，以承受变压器、电抗器、散热器等的重量，其他侧面的盖板可用较薄的板，以减轻重量。,72,从屏蔽角度考虑，机箱各盖板和底板间的搭边应有良好的电解触，机箱的开孔应尽量小，辐射电磁场较强的元件应远离开孔，有时空的形状也是很重要的。,从调试、维修方便的角度考虑，需要调整的元器件和易损的元器件应比较容易接触到。,73,对于放置于机柜或屏中的电源，其机箱尺寸还需满足柜或屏的尺寸标准。,散热问题是机箱结构设计时考虑最多的问题，需考虑的主要问题有发热元器件的摆放位置、风道的设置、冷热元器件的分离等。,74,6.4 电磁兼容性设计,电磁干扰的形成,形成电磁干扰需要3个要素：干扰源、敏感元件和干扰途径。,开关器件的开关切换，使电流、电压快速上升或下降，引起电磁干扰。开关切换的电流、电压波形的上升或下降沿包含丰富的高频谐波分量，它们对周围的电气、电子设备或者电网中的设备可能造成干扰。,75,电磁兼容性设计：降低干扰源的强度、阻塞干扰途径和降低敏感元件敏感度。,电磁干扰可分为两种： （1）传导干扰：通过导线或电源传递至附近设备的电磁干扰。 （2）辐射干扰：通过空间传播至附近设备的电磁干扰。,76,开关通断产生的干扰电流 流过电源，由于电源存在内阻 ，因此电源两端产生差模传导干扰电压 。,6.4.1 降低电磁干扰,1. 降低传导干扰的设计,一个典型的反激型电源产生的传导干扰如图。,图6-14 反激型电源的传导干扰模型,A点导体和屏蔽地间存在分布电容 ，由于开关状态的变化，使A点对地之间的电位差变化，从而在分布电容上产生位移电流，该位移电流分别流过正负输入电源线，如图中 和 ，形成共模传导干扰电压 和 。,77,降低差模传导干扰的方法：,采用差模滤波器，能更好地降低流过电源的差模干扰电流。,在正负输入电源线间并联电容，可为 提供低阻抗通道，使流过电源的干扰电流减小，从而减小差模传导干扰电压 。,a) 差模滤波电容,b) 差模滤波器,78,降低共模传导干扰的方法：,采用共模滤波器，减小共模电压和电流。,尽量减小 ，以减小共模电流，从而减小流过电源线与屏蔽地的共模传导电流 。,79,共模滤波电路：,、 、 、 构成共模滤波器，通常 。流过输入回路的差模电流 流过相互耦合的电感 和 时，在两个电感上产生的大小相等、方向相反的感生电动势，总是相互抵消的，因此 和 对差模电流没有阻碍作用。,80,而对于电源线和屏蔽地构成的共模回路来说， 和 增大了回路的阻抗，使共模干扰电流减小，这与减小 的作用是相同的。 和 给共模传导电流 和 提供了低阻抗的通道，减小了电源端与屏蔽地间的共模干扰电压。,81,2. 降低辐射干扰的设计,开关电源产生的电磁信号频带很宽，不同频段的干扰信号的传播途径不同，采用的降低干扰的方法也不同。,（1）低频段（ ） 该频段干扰信号频率主要集中在工频及其倍频点上，传播方式主要是磁场耦合，低频磁场在敏感回路中产生感生电动势，形成干扰。干扰源是产生磁场的元件，如变压器、电抗器和大电流导线。,82,降低干扰的方法：主要是采用磁屏蔽的方法阻止干扰信号的传播，如机箱屏蔽、强干扰元件屏蔽等。屏蔽体的厚度应大于电磁波的透入深度，即,由于频率低，屏蔽体应选用铁磁材料，如铁板。,注意：当控制电路设计不合理，造成电路低频振荡时，其产生的干扰也属于低频段，这时应从改进控制电路入手来解决问题。,为入射电磁波的角频率； 为材料的磁导率； 为材料的电导率。,83,降低干扰的方法： 对于磁场耦合的途径，采用磁屏蔽的方法。屏蔽体可采用铁磁材料或非铁磁良导体。 对于分布电容耦合途径，可采取电场屏蔽的办法，屏蔽体应采用良导体，而且应接地；也可采用将干扰源或敏感元件交流接地的办法。,（2）中频段（ ） 该频段干扰信号集中在开关频率 及其分频、倍频点附近，传播方式有磁场耦合和分布电容耦合，即相邻的不等电位导体间通过位移电流耦合干扰信号。由于输出电压信号中含有开关频率的纹波成分，因此干扰信号会通过输出线传导至负载设备。,84,（3）高频段（ ） 这一频段干扰信号分布比较分散。干扰源是电路中的开关器件，干扰产生的原因是器件高速开关时产生的过高的 和 引发电路中的寄生电容、分布电容和分布电感的寄生振荡，由于这些元器件参数通常都很小，因此产生的干扰信号频率很高。 由于频率很高，其传播方式以分布电容耦合即位移电流传播为主，但通过电磁场辐射和通过导线传导的传播也不可忽视。,85,降低干扰的方法：,通常可采用在开关器件即二极管两端并联RC吸收电路或降低开关器件开关速度的办法来有效地降低干扰信号的幅值，但会付出增加开关损耗的代价。采用软开关技术，可在提高电路效率的同时大幅度降低干扰信号强度。 采用屏蔽和滤波的办法来阻塞其传播，但由于频率很高，屏蔽体的完整性和滤波器分布参数的抑制显得尤为重要。,86,6.4.2 降低电磁敏感性,电源本身成为敏感元件，因此设计的重点是阻断外来干扰信号的传播和降低开关电源内部电路对干扰信号的敏感程度。,阻断外来干扰传播途径的方法同EMI设计是一样的，也是屏蔽和滤波。 降低控制电路电磁敏感性的方法：降低电路阻抗、压低电路频带、合理布局和接地等。,87,干扰电信号的产生、传播和接收过程难以解析，因此电磁兼容设计的效果较难预测，通常需要进行电磁兼容性试验来验证，在实验中发现问题后再进行改进。有时可能需要反复多次。常见电磁干扰兼容性试验可以分为针对EMI的噪声测定和针对EMS的抗干扰试验。噪声测定又分为辐射和传导两方面的内容；抗干扰试验的内容有快速瞬变、高频脉冲群、静电放电和辐射电磁场等。,88,6.5 本章小结,介绍了开关电源主电路的设计步骤和设计方法。主电路的设计应首先从分析所要达到的技术指标开始，依照各部分的设计原则，根据基本原理导出的设计公式，并结合实际设计经验进行设计。 设计中的结构设计、热设计和电磁兼容性设计对电源的可靠性至关重要，应予以重视。 给出了以全桥型电路为代表的正激型、全桥型、半桥型和推挽型电路的设计实例。（完）,