项目一音频放大器的设计与制作任务音频放大器前置放大ppt课件.ppt

项目一 音频放大器的设计与制作 任务2 音频放大器前置放大电路的制作（一）认识晶体管放大电路,2.4 拓展知识 2.4.1 场效应管放大电路 2.4.2 差动放大电路,2.4.1 场效应管放大电路,场效应管(FET)和双极型三极管都是电子电路中常用的，重要的放大元件。它们都具有放大作用，都是放大电路中的核心元件。场效应管和普通晶体管一样具有放大作用，它们组成的放大电路也十分相似，分析计算方法也类似。与晶体管放大电路的共发射极、共集电极、共基极接法相对应，场效应管放大电路有共源极、共漏级两种接法。,一、共源极放大电路,下图所示的是一个由N沟道增强型MOS场效应管作为放大元件的单管共源极放大电路的原理电路图。电路中VDD是漏极直流电源，RD是漏极负载电阻，VGG是栅极直流电源，RG为栅极电阻。输入电u i加在场效应管的栅源极之间，输出电压u o从漏源极之间得到。可见输入、输出回路的公共端为场效应管的源极，因此，称为共源极放大电路 对于N沟道增强型MOS场效应管来说，为了使管子工作在恒流区，以实现良好的放大作用，必须满足以下条件：,uGS UTN uDS uGSUTN,图2-4-1 共源极放大电路的原理电路,1.静态分析,场效应管组成的放大电路和晶体管样，也必须设置静态工作点，需要计算:当输入信号为零时，管子的UGSQ、IDQ和UDSQ，可以用图解法和微变等效电路法来分析它们的工作情况。,近似计算,MOS场效应管的栅极被绝缘层隔离，栅极没有电流，所以当输入信号为零时，栅源间的电压等于外加的栅极直流电源VGG，即：,由N沟道增强型MOS场效应管的漏极电流i D与栅源极电压uGS之间的关系可知：,i D = IDO,( uGSUTN ),UGSQ = VGG,UDSQ = VDDIDQRD,图解法,在场效应管输出特性曲线的基础上，利用图解的方法得到共源放大电路的静态工作点。,根据图示放大电路的漏极回路，可列出其直流负载线方程： uDS = VDDiDRD,找直线上两个特殊的点，连接这两点画出直流负载线。,iD = 0时， uDS = VDD (VDD ，0 ),(0 ，,),uDS = 0时，,直流负载线与输出特性曲线中uGS = UGSQ =VGG的条曲线的交点，就是所求的静态工作点，Q点的位置确定后，就可从输出特性曲线上得到IDQ和UDSQ，如图所示,图2-4-2 用图解法确定静态工作点Q,2.动态分析,场效应管是电压控制的放大元件，如果输入信号很小，场效应管工作在恒流区，和晶体管样场效应管放大电路也可以用微变等效电路法来分析。,场效应管的微变等效电路,图1-4-3中Ugs栅源极的控制电压，gmUGS为受控电压源，它反映了栅源极之间电压对漏极电流的控制作用，rD为场效应管的输出电阻( rD是输出特性静态工作点处斜率的倒数），rD通常为几百千欧姆，当负载电阻比rD小很多时，可认为rD开路。,图2-4-3 场效应管和共源极放大电路的微变等效电路(a) 场效应管； (b)共源极放大电路,共源放大电路的微变等效电路,在共源放大电路的微变等效电路，图中漏源间的等效电阻rD省略，由等效电路的输入回路可知，由于栅极电流IG = 0，因此，RG上没有电压降，则：U i = U gs 由等效电路的输出回路可知： UO = IdRD = g mU gsRD,Au =,不考虑rD，则共源放大电路的输出电路为：RO = RD 共源放大电路的输入电阻很大，基本上等于场效应管栅源极之间的等效电阻，高达1010欧姆以上。,例2-1 在图2-4-1所示的共源放大电路中，场效应管的输出特性曲线如图（b）所示，已知VDD20 V，VGG4V，RD = 10 k，R=10 M。 试用图解法确定静态工作点Q； 根据输出特性曲线求场效应管在Q点处的跨导； 用近似估算法估算静态工作点、跨导并与小题的结果进行比较。 估算电压放大倍数Au和输出电阻。,图2-4-1 共源极放大电路的原理电路,图2-4-4 场效应管输出特性曲线,解：, 图解法确定静态工作点Q 由图3-9所示电路得其输出方程： UDS = VDDID RD = 2010 I D UDS = 0 ， ID = 2 mA I D = 0 ， UDS = 20 V 在输出特性曲线中画出直流负载线，如图3-12所示，直流负载线与uGS =UGSQ=VGG = 4 V的交点就是静态工作点Q ， 由图可知： UDSQ10V，IDQ1 mA。, 在输出特性曲线上作图求跨导g m 过Q点作条垂直于X轴的垂线，该垂线与u DS3V，u GS5V 的曲线各有一个交点，由图可知，这两个交点处的i D分别为 0.4 mA和2.3 mA，则跨导为：,g m =, 近似估算法估算静态工作点并进行比较由图可知，该场效 应管的开 电压UTN 2V，在uGS 2UTN 4V处， 漏极 电流IDO1mA，可得：,UDSQ = VDDIDQ RD =20110 =10 V （近似计算的结果与图解法一致）,根据公式近似计算跨导：,g m =,ms,计算结果与图解法的结果相近，略有误差。,二、分压自偏压式共源极放大电路,图2-4-5所示的共源极放大电路中，只用了一路直流电源VDD，静时栅极电压UGQ由VDD经电阻R1和R2分压获得，静态漏极电流IDQ在源极电阻RS上产生个自偏压USQ（USQ =IDQRS），则静态偏置电压由分压和自偏压共同决定，UGSQUGQUSQ，所以称为分压自偏压式共源极放大电路。电路中的源极电阻RS与晶体管分压式稳定静态工作点电路一样，电路中的射极电阻Re都是起稳定静态工作点的作用，为防止接入RS后影响电压放大倍数，也在其两端并联个旁路电容CS，从交流通路上看其输入、输出回路都共用源极，所以称之为共源放大电路。栅极接入个大电阻RG，目的是为了提高放大电路的输入电阻。由于栅极没有电流，因此RG上没有压降。C1、C2为隔直电容。,图2-4-5 分压一自偏式共源极放大电路,1.静态分析,USQ = IDQ R,IDQ =, , ,求解上述两个联立方程、，确定静态漏极电流IDQ，栅源极的静态电压UGSQ，则：,UGSQ = UGQUSQ =,UDSQ = VDDIDQ (RD + RS),2.动态分析,利用微变等效电路计算电压放大倍数和输入输出电阻。设C1、C2、CS足够大，对交流信号而言相当于短路，电源电压的变化量为零，视为短路，共源极放大电路的交流通路和微变等效电路如图2-4-6所示。,U i = U gsU O = Id RDRL = I d RD = g m U gs RD,Au =,R i = RG +R1R2 RO =RD,图2-4-6 共源极放大电路的交流通路和微变等效电路,例2-2电路如图2-4-7所示，VDD= 24 V，R S = 2.5 k，R D =10 k ，R 1 = 100 k，R 2 = 300 k ，R G =10 M ，IDO =2 mA，UTN = 2 V，电容C1、C2和CS足够大，负载电阻RL = 10 k。 试用近似估算法计算静态工作点； 利用微变等效电路法计算放大电路的A u 、R i、Ro； 若去掉旁路电容Ce，则Au？,图2-4-7 无旁路电容Ce的微变等效电路, 列联立方程确定静态工作点：,解：,I DQ =,UGSQ =,=,解方程得：I DQ = 1.03 mA UGSQ = 3.43 V I DQ = 2.4 mA UGSQ = 0UTN(舍去)则； I DQ = 1.03 mA UGSQ =3.43 V UDSQ = VDDI DQ (RD +RS) =241.02(10+2.5) = 11.25 V,计算放大电路的A u 、R i、RO；,A u =g m RD = 1.431010 = 7.15 R i = RG + R1R2 =10 + 0.10.3 = 10.075 M,Ro = RD = 10 k,g m =,mA,去掉旁路电容Ce后，放大电路的微变等效电路如图2-4-7所示，由图可得：,U i = Ugs + I d RS = U gs + g m Ugs R=Ugs(1+g m RS) UO = I d RD= g m UGSRD,A u =,A u =,由结果可知，去掉旁路电容后放大倍数减小。,三、共源放大电路与共射极放大电路的比较,共源放大电路的输入电路很高（Ri= RG + R1R2），共射极放大电路的输入电阻较低（Ri rbe）。共源放大电路中C1、C2为耦合电容，其作用与共射极放大电路中的C1、C2的作用相同。R1、R2取值大小对稳定静态工作点和提高输入电阻关系不大，共源极放大电路的输入电阻主要取决于RG，而共射极放大电路中的Rb1、Rb2的取值大小对 稳定静态工作点和提高输入电阻有很大的关系。,四、共漏极放大电路,与双极型三放管的放大电路一样场效应管放大电路也有三种组态，即共源极放大电路、共漏极放大电路、共栅极放大电路，这三种不同组态的放大电路的特点和性能，分别与双极型三极管的三种组态的放大电路相类似。在这三种组态的放大电路中，共栅极放大电路不常使用。 共漏极放大电路与共集放大电路（射极输出器）类似，电路如右图所示，因为该电路从源极输出，所以称为源极输出器。,共漏极放大电路的静态工作点的设置方法与分压自偏压式放大电路的分析方法相同。,图2-4-8 共漏极放大电路,1.静态分析,静态时，根据输入回路列方程，由近似关系列方程,UGSQ =,I DQ = I DO, , ,求解上述两个联立方程可得：UGSQ和IDQ，再由输出回路求得： UDSQ = VDDI DQ (RD +RS),2.动态分析,共漏极放大电路的微变等效电路如下图所示。,由微变等效电路得：,Uo= Id RS = g m Ugs RS,其中 RS= RSRL,U i = Ugs + Uo = Ugs +g m Ugs RS = Ugs(1+g m RS),A u =,源极输出器的输入电阻为：,Ri= RG + R1R2,R o =,输出电阻为：,图2-4-10 源极输出器的输出电阻等效电路,一、直接耦合放大电路的零点漂移 对于直接耦合放大电路，当将其输入端短路时，用一只灵敏的直流电压表测量它的输出端，会发现输出电压缓慢的随机变动，这种现象称之为零点漂移。放大器的放大级数越多，放大倍数越大，零点漂移的现象就越严重。 零点漂移问题是直接耦合放大电路的最突出的问题，当有用信号与零点漂移属于同一数量级时，放大器的输出端总是在变化，难以分辨有用信号，克服零点漂移现象最有效的方法是采用差动放大电路。,2.4.2 差动放大电路,二、典型差动放大电路,差动放大电路的基本形式有 3 种： 简单式 长尾式 恒流源式,长尾式差动放大电路,为了改善每一个三极管对温度漂移的抑制能力，减小每一个三极管的漂移量，引出了长尾式差动放大电路，如图2-4-11所示。,电路是以简单式差动放大电路为基础，在三极管的发射极接入一个电阻R e。并在R e上接入一个负电源，以补偿R e上的压降，以保证三极管有合适的静态工作点。 当输入信号为零时（U i1 = U i2 = 0）静态时，电阻Re上的电流为两只三极管发射极电流之和(I Re =IE1 + IE2)，由于电路参数对称，所以IC1与IC2相等，因而UC1与UC2也相等，则输出电压为： UO = UC1UC2 = 0。,图2-4-11 长尾式差动放大电路,当温度变化时，由于电路对称且两只三极管所处的环境温度相同，(IC1 = IC2)，因此，集电极的电压变化量也相等(UC1 =UC2)，输出电压仍为零。 Uo = (UC1 +UC1)(UC2 +UC2) = 0这是由于电路参数完全对称起的补偿作用抑制了零点漂移。,图2-4-12 抑制零点漂移的过程,当温度变化时，因为IC1 =IC2，所以IE1 =IE2，流进电阻R e上的电流变化量为IRe =2IE1，Re电压变化量为UE =2IE1Re，它将导致UBE与UE变化方向相反，从而使基极电流所产生的变化正好抑制Ic的变化。Re起电流负反馈作用，它抑制零点漂移的过程如下，例如当温度升高时这样，对于每一个三极管来说，发射极电阻等效值为2R e，正是R e的负反馈确用，不仅抑制了零点漂移，而且在一定程度上也抑制了每只三极管的集电极电位的漂移，R e越大，负反馈的作用越强，集电极电位的漂移也就越小。,实际上电路不可能做到完全对称，若输入信号含有共模信号那输出信号中就会含有共模输出信号，另一个衡量差模放大电路抑制共模信号和放大差模信号的能力指标为共模抑制比KCMR，它定义为差模电压放大倍数与共模电压放大倍数之比。,KCMR =,对数形式表示：,KCMR = 20 lg,( dB ),在电路理想对称的条件下，AC = 0，所以KCMR，当然对于一个实际的差动放大电路，参数不可能完全对称，所以KCMR也不可能等于无穷大，KCMR的数值越大，差动放大电路的抑制零点漂移的能力也就越强，电路的质量越高。 显然，Re越大KCMR也越大，抑制零漂的效果越好。但若Re过大，一方面Re上直流压降增大，要求负电源的电压也要相应提高：另一方面在集成电路中制造大电阻十分困难。为了达到既能增强电路的KCMR，又不必使用大电阻、又不希望负电源的电压过高，引入了恒流源式差动放大电路。,恒流源式差动放大电路,在恒流源式差动放大电路中，用恒流源来代替长尾电阻Re，如图2-4-13所示，采用恒流源式差动放大电路较好地解决了上述矛盾，从三极管的输出特性上可以看出，三极管工作在放大区内，Uce变化时iC变化很小， 很大，集电极电流具有恒流的特性，具有恒流源的差动放大电路如右图所示。图中，T3及电阻Rb|、Rb2和Re构成了恒流源，由Rb|、Rb2和Re确定管的静态工作电流。由于恒流源的输出电阻非常大，相当于差动放大电路接了一个数值很大的Re，所以当温度升高时，只要IeIc1Ic2有微小的增加，会使管的Uce有较大的增加，从而使e点的电位增加，这样就导致了Ube下降，Ib和Ic也随之下降，有效地抑制了零点漂移。,（a）恒流源式差动放大电路,（b）差动放大电路中恒流管的简化符号,图2-4-13 恒流源式差动放大电路,三、差动放大电路分析,1.静态分析 恒流源式,静态时输入信号为零，估算静态工作点应从确定恒流三极管T3的电流开始，在图2-4-13( a )中，当忽略T3的基极电流，则：,U Rb1,电阻Re上的电压为：,U Re = U Rb1 U BEQ,恒流管的静态电流为：,ICQ 3 IEQ3 =,T1和T2管的参数对标，它们的静态电流和电压为：,ICQ1 = ICQ2 ,ICQ3,I BQ1 = IBQ2 =,UCQ1 = UCQ2 = VCCICQ1 RC UBQ1 = UBQ2 = IBQ1 R1,长尾式,当输入信号为零时，长尾式差动放大电路的直流通路如下图所示，原电路中的长尾电阻可以用两个2Re的并联来等效，由于电路两边完全对称，所以只需要分析一半来近似估算静态工作点。,由于电路对称则：,UBEQ1 =UBEQ2 =UBEQ，UCQ1 = UCQ2 = UCQ,1 =2 =，R1 = R 2 =R，RC1 = RC2 = RC,IBQ1 = IBQ2 =IBQ，ICQ1 = I CQ2 = ICQ，,由图可得：,IBQR + UBEQ + 2 IEQRe = VEE,IBQ =,I CQ IBQ UCQ = VCC ICQRC UBQ =IBQR,图2-4-14 长尾式差动放大电路的直流通路,2.动态分析,无论是长尾式或恒流源式差动放大电路，由于长尾电阻或恒流管T3都是引入的一个共模负反馈，也就是说，当加入差模信号时，两个放大管T1、T2的发射极电流一个增加，一个减少，两者之和为零，因此，T1、T2发射极的电位变化量为零，因此，在交流通路中长尾电阻或恒流管均可以看作交流短路，所以，这两种差动放大电路的交流通路是相同的，如下图所示。 若在差动放大电路的输出端接一个负载电阻RL，当加入差模信号后，由于二个三极管的集电极电流一个增加，一个减少，且数值相等，因此，流到负载电阻RL中点的电流的变化量为零，RL中点处相当于交流接地，所以可以认为这两个三极管各带了1/2的负载电阻。,由交流通路的基极回路可得：,I b1 =,I c1 =I b1,=,U i2,U c1 = I c1 (Re,;,同理： U c2 = I c1 (Re,=,U i1,输出电压为： U o = U c1 U c2 =,(U i1 U i2),电压放大倍数为： A u =,输入电阻为： R = =2 (R+r be ),输出端着进去的输出电压为：R o = 2 R c,四、差动放大电路的4种连接方法,差模输入电压和共模输入电压,差动放大电路有两个输入端口，当这两个端口分别加一个数值相等，极性相反的输入电压，则这个电压就称之为差模输入电压，为U id表示；若这两个端分别加一个数值相等，且极性也相同的输入电压，则这个电压称之为共模输入电压，用U ic表示；若这两个电压的数值任意，方自也任意的U i1和U i2，则可以将它们分解成：,共模输入电压 U ic =,当用共模电压和差模电压表示两个输入信号时， 则： U id = U ic + U id U i2 = U icU id,差模输入电压 U id =,差动放大电路的输入、输出接法,差动放大电路有两个输入端和两个输出口，根据不同的情况可以选择不同的输入输出方法，它们可以组合成四种不同的输入输出方法：双端输入、双端输出；双端输入、单端输出；单端输入、双端输出；单端输入、单端输出。,双端输入、双端输出,电压放大倍数为： A u =,输入电阻为： R i = 2 (R+r be ) 输出电阻为： R o = 2 R c,这种接法的差动放大电路非常对称，理想状态下共模放大倍数为零，其模抑制比为无穷(KCMR = )，实际上的零点漂移很小，共模抑制比很大。它适用于对称输入，对称输出，输入输出均不接地的情况。,单端输入、双端输出,单端输入、双端输出的电路如下图所示，信号由T1的基极输入，而T2的基它通过R2接地，信号经放大后由两个输出端输出。这个输入信号可以分解为： U id = U i1 U i2 = U i0 = U i,因此，在T2管的基极相当于各加了一个差模输入信号(U id = Ui/2)和共模输入信号(U ic = Ui/2)。差模输入信号的输入与双端输入的情况相同，所以，电压放大倍数仍然为：,R i = 2 (R+r be ) R o = 2 R,U ic =,A u =,但是这种接法与上一种接法不同的是，它的输入不但有差模输入信号，还有共模输入信号，若电路参数不对称，就会有共模输出电压，就可能会发生零点漂移，共模抑制KCMR比也会比上一种接法小。它适用于将单端输入转换成双端输出。,图2-4-15 差模输入电压与共模输入电压的分解电路,双端输入、单端输出,双端输入、单端输出的电路如下图所示，图中两个三极管所得的差模信号经放大后由T1管的集电极输出。将这个电路与双端输入、双端输出的电路比较可知，另一个三极管的变化没有反映到输出端Uo上，所以差模电压放大倍数只是双端输出的一半。注意当输入输出信号分别作用于同一个三极管Ad为负值，若作用于不同的三极管Ad为正值。即可以通过从不同的管子输出可以得到输入、输出不同的相位关系。,电压放大倍数为： A u =,输入电阻为： R i = 2(R+r be ),输出电阻为： R o = R c,图2-4-16 差动放大电路的双端输入、单端输出,单端输入、单端的输出差动放大电路如下图所示，与前面分析的情况一样，差模信号的单端输入与双端输入效果一样，单端输出的放大倍数是双端输出的一半，但所带的负载不样。其电压放大倍数为：,单端输入、单端输出,A u =,输入电阻为： R i = 2 (R+r be ) 输出电阻为： R o = R c,由于输出端的不对称，另外还有共模信号输入，其共模抑制比要小于双端输方式，此电路常用于将差模信号转换成单端输出。,图2-4-16 差动放大电路的单端输入、单端输出,五、电流源电路,镜像电流源电路,镜像电流源是集成运放在应用广泛的一种偏置电路，其基本电路如图所示，它是在一块硅片上制造的两个相邻且对称，参数相同三极管T1、T2。设: 1=2= ，由于UBE1=UBE2=UBE因此 IB1=IB2=IB，IC1=IC2=IC则 ：,式中IR为参考电流或基准电流，而IC1为电流源电路的输出电流。,当 2时，有 IC2 IR,由上式可以看出，当VCC, R确定后，IR值就确定了，IC2也随之被确定并基本等于IR，因此称该电流源被称为镜像电流源。,图2-4-17 镜像电流源电路,比例式电流源,如果将三极管的发射极分别接电阻R1和R2如下图所示，当R1和R2阻值的比例关系变化时，则电流源输出电流与参考电流保持一定的比例关系，故称之为比例电流源。由比例电流源电路，可以看出，当 较大时，IE1IC1IR，IE2IC2。,因此 ，,IE1R1IE2R2IRR1,可见，只要改变R1与R2的比例，就可得到与IR 不同比例的IC1。,当R1与R2相差不太大时，可以认为UBE1UBE2，则有,图2-4-18 比例式电流源电路,微电流源电路,镜像电流源电路和比例电流源电路的输出电流IC2一般较大（毫安级），当要求输出电流很小（微安级）时，则要求R的值很大，不利于集成电路制造，因此需要采用微电流源电路。,微电流源电路如下图所示，IC1或IE1较大（毫安级），UBE1为正常的导通压降（约0.7V左右）。由于R2的接入，则UBE2 = UBE1IE2R2UBE1IC2R2，从而使UBE1减小，因此当R2较大时，T2管只能处于微导通状态，IC2值很小，一般为微安级。,图2-4-19 微电流源电路,