电磁兼容第3章干扰耦合机理ppt课件.ppt

第3章 干扰耦合机理,3.1 传导耦合 3.2 高频耦合3.3 辐射耦合 习题,3.1 传导耦合传导是干扰源与敏感设备之间的主要骚扰耦合途径之一。 传导骚扰可以通过电源线、 信号线、 互连线、 接地导体等进行耦合。 在音频和低频时, 由于电源线、 接地导体、 电缆的屏蔽层等呈现低阻抗, 故电流注入这些导体时易于传播。 当噪声传导到其他敏感电路时, 就可能产生骚扰作用。 传导耦合包括通过导体间的电容及互感而形成的干扰耦合。 ,在近区的感应场区，即：,电磁干扰主要是通过传导耦合的途径发生作用的。,3.1.1 电容性耦合 由于电容实际是由两个导体构成的, 因此两根导线就构成了一个电容, 我们称这个电容是导线之间的寄生电容。 由于这个电容的存在, 一个导线中的能量能够耦合到另一个导线上。 这种耦合称为电容耦合或电场耦合。 ,一对平行导线所构成两回路通过线间的电容耦合, 其等效电路如图3-1(b)所示,受扰电路负载阻抗,受扰电路源阻抗,干扰源,由等效电路可计算出在回路2上的感应电压为,其中：,当耦合电容比较小时, 即CR21时, (3-1)式可以简化为,U2=jCR2U1 (3-2),从 (3-2) 式可以看出, 电容性耦合引起的感应电压正比于骚扰源的工作频率、 敏感电路对地的电阻R2(一般情况下为阻抗)、 分布电容C、 骚扰源电压U1。 电容性耦合主要在射频频率形成骚扰, 频率越高, 电容性耦合越明显。 电容性耦合的骚扰作用相当于在电路2与地之间连接了一个幅度为In=jCU1的电流源。 ,U2=jCR2U1 (3-2),并联,一般情况下, 骚扰源的工作频率、 敏感电路对地的电阻R2(一般情况下为阻抗)、 骚扰电压U1是预先给定的, 所以, 抑制电容性耦合的有效方法是减小耦合电容C。 下面我们继续分析另一个电容性耦合模型。 该模型是在前一模型的基础上除了考虑两导线(两电路)间的耦合电容外, 还考虑每一电路的导线与地之间所存在的电容。 地面上两导体之间电容性耦合的简单表示如图3-2所示。 ,图 3-2 地面上两导线间电容性耦合模型,原RL1与U1并联，省掉之；原RG2/RL2这里用R代之,骚扰源电压,(3-3),如果R为低阻抗, 即满足: 那么, (3-3)式可化简为,(3-4),U2=jCR2U1 (3-2),图 3-3 导体间的间隔对电容性干扰耦合的影响,显著衰减区,如果R为高阻抗, 即满足: 那么, (3-3)式可简化为(3-6)式表明, 在导体2与地之间产生的电容性耦合骚扰电压与频率无关, 且在数值上大于(3-4)式表示 (R为低阻抗时)的骚扰电压。 ,(3-6),图3-4给出了电容性耦合骚扰电压UN的频率响应。 它是(3-6)式的骚扰电压UN与频率的关系曲线图。 正如前面已经分析的那样, (3-6)式给出了最大的骚扰电压UN。 图3-4 也说明, 实际的骚扰电压UN总是小于或等于(3-4)式给出的骚扰电压UN。 当频率满足以下关系时: (3-4)式就给出了是实际骚扰电压UN(3-3)式的值)的 倍的骚扰电压值。 在几乎所有的实际情况中, 频率总是小于(3-7)式所表示的频率, (3-4) 式表示的骚扰电压UN总是适合的。 ,(3-7),图 3-4 电容性骚扰耦合与频率的关系,表3-1 列出了几种典型传输线电容的计算公式。 表3-2列出了几种导线及传输线间的互感公式。 ,表3-1 几种典型传输线电容计算公式,一个电容板中充入介电常数为的物质后电容变大倍。,介电常数又叫介质常数，介电系数或电容率，它是表示绝缘能力特性的一个系数，以字母表示，单位为法/米。,2. 屏蔽体对电容性耦合的作用现在考虑导体2有一管状屏蔽体时的电容性耦合, 如图3-5所示。 其中C12表示导体2延伸到屏蔽体外的那一部分与导体1之间的电容, C2G表示导体2延伸到屏蔽体外的那一部分与地之间的电容, C1S表示导体1与导体2的屏蔽体之间的电容, C2S表示导体2与其屏蔽体之间的电容, CSG表示导体2的屏蔽体与地之间的电容。 ,图 3-5 导体2 具有屏蔽体时两导线间电容性耦合模型,端头裸露段,端头裸露段,屏蔽体接地,被屏蔽层接地,如果屏蔽体接地, 且无裸露，那么电压US0, 从而UN0。 导体2完全屏蔽, 即导体2不延伸到屏蔽体外的情况是理想情况。 实际上, 导体2通常确实延伸到屏蔽体外, 如图3-5(a)所示。 此时, C12、C2G均需要考虑。 屏蔽体接地, 且导体2对地电阻为无限大的值时, 导体2上耦合的骚扰电压为 (3-10),C12的值取决于导体2延伸到屏蔽体外的那一部分的长度。 良好的电场屏蔽必须使导体2延伸到屏蔽体外的那一部分的长度最小, 必须提供屏蔽体的良好接地。 假定电缆的长度小于一个波长, 单点接地就可以实现良好的屏蔽体接地。 对于长电缆, 多点接地是必须的。 最后, 我们考虑导体2对地电阻为有限值的情况。 根据图3-5(c) 的简化等效电路知, 导体2上耦合的骚扰电压为,(3-11),当 时, (3-11)式可简化为: (3-12)式和(3-4)式的形式完全一样, 但是由于导体2此时被屏蔽体屏蔽, C12的值取决于导体2延伸到屏蔽体外的那一部分的长度, 因此C12大大减小, 从而降低了UN。 ,(3-12),3.1.2 电感性耦合 当一根导线上的电流发生变化, 而引起周围的磁场发生变化时, 恰好另一根导线在这个变化的磁场中, 则这根导线上就会感应出电动势。 于是, 一根导线上的信号就耦合进了另一根导线。 这种耦合称为电感性耦合或磁耦合。 ,1. 电感性耦合模型 电感性耦合也称为磁耦合, 它是由磁场的作用所引起的。 当电流I在闭合电路中流动时, 该电流就会产生与此电流成正比的磁通量。 I与的比例常数称为电感L, 由此我们能够写出: =LI(3-13)电感的值取决于电路的几何形状和包含场的媒质的磁特性。 ,线性磁路,这里N=1,当一个电路中的电流在另一个电路中产生磁通时, 这两个电路之间就存在互感M12, 其定义为(3-14)12表示电路1中的电流I1在电路2产生的磁通量。 由法拉第定律可知, 磁通密度为B的磁场在面积为S的闭合回路中感应的电压为,(3-15),其中, B与S是向量, 如果闭合回路是静止的, 磁通(密度)随时间作正弦变化且在闭合回路(匝数N=1)面积上是常数, B与S的夹角为, 那么(3-15)式可简化为 如图3-6所示, S是闭合回路的面积, B是角频率为(rads)的正弦变化磁通密度的有效值, UN是感应电压的有效值。 ,(3-16),或理解成U=(jL)*i=j ,图 3-6 感应电压取决于回路包围的面积S,U2,U1,屏蔽接地等效电路,C2S,因为BS cos表示耦合到敏感电路的总磁通量, 所以能够把(3-14)式和(3-16)式结合起来, 用两电路之间的互感M来表示感应电压UN, 即 (3-16)式和(3-17)式是描述两电路之间电感性耦合的基本方程。 ,(3-17),I1是干扰电路中的电流, M是两电路之间的互感。 (3-16)式和(3-17)式中出现的角频率为(弧度秒), 表明耦合与频率成正比。 为了减小骚扰电压, 必须减小B、S、cos。,欲减少B值, 可利用加大电路间的距离或将导线绞绕, 使绞线产生的磁通密度B能互相抵消掉。 至于受干扰电路的面积S, 可将导线尽量置于接地面上, 使其减至最小; 或利用绞线的其中一条为地电流回路, 使地电流不经接地平面, 以减少回路所围的面积。 cos的减小则可利用重新安排干扰源与受干扰者的位置来实现。 ,双绞线,表3-2几种导线及传输线间的互感公式,表3-2 几种导线及传输线间的互感公式,欲减少B值, 可利用加大电路间的距离或将导线绞绕, 使绞线产生的磁通密度B能互相抵消掉。 至于受干扰电路的面积S, 可将导线尽量置于接地面上, 使其减至最小; 或利用绞线的其中一条为地电流回路, 使地电流不经接地平面, 以减少回路所围的面积。 cos的减小则可利用重新安排干扰源与受干扰者的位置来实现。 ,双绞线,图 3-7 两电路间的电感性耦合,图3-7表示了由(3-17)式描述的两电路之间的电感性耦合。,磁场与电场间的干扰有区别: 一： 减小受干扰电路的负载阻抗未必能使磁场干扰的情况改善; 而对于电场干扰的情况, 减小受干扰电路的负载阻抗可以改善干扰的情况。 二：在磁场干扰中, 电感耦合电压串联在被干扰导体中, 而在电场干扰中, 电容耦合电流并联在导体与地之间。 利用这一特点, 可以分辨出干扰是电感耦合还是电容耦合。 在被干扰导体的一端测量干扰电压, 在另一端减小端接阻抗。 如果测量的电压减小, 则干扰是通过电容耦合的; 如果测量的电压增加, 则干扰是通过电感耦合的(如图3-8所示)。,图 3-8 电容耦合与电感耦合的判别,电容耦合，并入一个电流源。R2i1V,电感耦合，串入一个电压源。R2i1 V,i1,i1,2. 带有屏蔽体的电感性耦合考察一个屏蔽体是否对电感耦合起作用, 只要看屏蔽体的引入是否改变了原来的磁场分布。(1) 导体2外放置一管状屏蔽体时的电感耦合（如图3-9）。 设屏蔽体是非磁性材料构成的（但可以是导电体）, 且只有单点接地或没有接地。由于屏蔽是非磁性材料的, 因此它的存在对导体周围的磁通密度没有影响。导体1与导体2的互感M12没有变化。 所以导体1在导体2上感应的电压与没有屏蔽时是相同的。,磁通不同于电流，可以在任何介质中流动。,图 3-9 导体2带有屏蔽体的电感耦合,在磁场的作用下, 屏蔽体上也会感应出电压, 设导体1与屏蔽体间的互感为M1S, 则导体1上的电流I1在屏蔽体上感应的电压为 US=jM1SI1(3-18) 若屏蔽体只单点接地或没有接地, 因此屏蔽体上没有电流回路, 所以不会产生额外的磁场, 因此这个屏蔽层对磁场耦合没有任何影响。 如果屏蔽体的两端接地（形成闭合回路）, 屏蔽层上会有电流流过, 这个电流会产生一个附加的磁场。 引起导体2周围磁场的变化, 因此对电感耦合有一定影响。,为了分析这种情况, 首先研究屏蔽层与内导体之间的耦合。 当一个空心管上有均匀电流IS时, 所有的磁场在管子外部, 在管子的内部没有磁场。 因此, 当管子内部有一个导体时, 管子上流过的电流IS产生的磁场同时包围管子和内导体(如图3-10所示)。 管子的电感(自感)为LS=/IS, 内导体与管子之间的互感为M=/IS, 由于包围这两个导体的磁通相同, 因此: M=LS(3-19),安培环路定理：闭合环路积分，等于所包围电流代数和(磁动势)。,图 3-10 屏蔽层与内导体之间互感,即屏蔽层与内导体之间的互感等于屏蔽层的电感(自感)。 这个结论是假设管子上的电流均匀分布, 而没有规定内导体的位置, 因此这个结论不局限于同轴电缆。,US=jM1SI1,屏蔽体与中心导体的等效电路如图3-12所示, 屏蔽体上的电流IS在中心导体上感应的干扰电压为 UN=jMIS (3-20)其中, LS及RS为屏蔽体的电感和电阻, 考虑到M=LS, 由(3-20)式和(3-21)式可得:,(3-21),(3-22),当C, (即RS/LS)时， UNjLSUS/RS;当=C=RS/LS 或 f=fC=RS/(2LS)时, |UN|=0.5|US|;当=5C=5RS/LS时, |UN|=0.98|US|。,屏蔽导体两端接地,这就是说, 当屏蔽体有电流IS时, 中心导体上感应的干扰电压小于屏蔽体上的感应电压, 而当5C时, |UN|US|(如图3-13所示)。 ,图 3-13 同轴电缆屏蔽体电流引起的中心导体上的感应电压,UNjLSUS/RS,|UN|=0.5|US|;,US,当图3-9所示屏蔽体两端接地时, 屏蔽体电流流动会产生一个干扰(骚扰)电压进入导体2, 因此, 感应进入导体2的干扰(骚扰)电压有两部分: 导体1的直接感应骚扰电压U12和感应的屏蔽体电流产生的骚扰电压US2。 注意, 这两个感应电压具有相反的极性。 因此, 感应进入导体2的干扰(骚扰)电压可以表示为 UN=U12US2 (3-23),图 3-9 导体2带有屏蔽体的电感耦合,根据上面的分析(参见(3-17)式、 (3-18)式和(3-22)式)有,(3-25),US=jM1SI1,屏蔽体上的电流IS在中心导体上感应的干扰电压,注意到导体1与屏蔽体间的互感M1S, 等于导体1与导体2间的互感M12。 (相对于导体1, 屏蔽体和导体2放置于空间的相同位置), 则(3-23)式变为 当频率很低时, 即jLSRS, 则有UN=jM12I1(3-27(a)这时, 电感耦合与无屏蔽相同。 ,(3-26),UN=U12US2,当频率较高时, 即jLSRS, 则有这时, 感应的干扰(骚扰)电压不随频率的增加而增加, 保持一个常数, 这个数与没有屏蔽时的差值就是屏蔽效果, 如图,(3-27(b),图 3-14 屏蔽体与接地面间的分流,(2) 当图3-7的导体1 (干扰源)带有一管状屏蔽体时, 干扰情况分析： 其干扰耦合与屏蔽体的接地方式有关, 则屏蔽体两端同时接地时, 如图3-14所示。,在图3-14(b)中, 接地回路(ARSLSBA)可列出方程jMI1=(jLS+RS)IS(3-28) 考虑到LS=M, 由上式可得,(3-29),式中, CRS/LS, C=2fC, fC是屏蔽体的截止频率(其值参见表3-3), 当C时(例如, 5C5RS/LS), 则ISI1, 即屏蔽体上的电流IS大小与中心导体上的电流I1相同, 而方向相反, 因此屏蔽体上电流IS产生的磁场与中心导体上电流I1产生的磁场相抵消, 此时屏蔽体外不再有磁场存在, 从而抑制了磁(电感)耦合。 但这种措施只有当5C时, 才能有效地减少磁场外泄; 当频率较低时, 由于|IS|I1|, 屏蔽体上的电流|IS|产生的磁场不能抵消中心导体电流|I1|产生的磁场, 为了解决这一问题, 可将屏蔽体的一端不接地面与负载连接, 如图3-15所示。 ,图 3-15 屏蔽体单端接地,此时不管在任何频率上, |IS|均与|I1|相等, 方向相反, 则IS产生的磁场抵消了I1产生的磁场, 使屏蔽体外不存在磁场, 而抑制了磁场(电感)耦合。 ,表3-3 屏蔽体截止频率的测量值,3.1.3 电容性耦合与电感性耦合的综合考虑前面研究电容性耦合及电感性耦合的模型及计算, 是假定只有单一类型的干扰耦合, 而没有其他类型耦合的情况, 但事实上各种耦合途径是同时存在的。 当耦合程度较小且只考虑线性电路分量时, 电容性耦合(电耦合)和电感性耦合(磁耦合)的电压可以分开计算, 然后再找出其综合干扰效应。 由前面的分析可知, 电容性耦合与电感性耦合的干扰有两点差别: 首先, 电感性耦合干扰电压是串联于受害电路上, 而电容性耦合干扰电压是并联于受害电路上; 其次, 对于电感性耦合干扰, 可用降低受害电路的负载阻抗来改善干扰情况, 而对于电容性耦合, 其干扰情况与电路负载无关（？）。 ,根据第一点差别不难看出, 在靠近干扰源的近端和远端, 电容耦合的电流方向相同, 而电感耦合的电流方向相反。 图3-16(a)给出电容耦合和电感耦合同时存在的示意图, 设在R2G及R2L上的电容耦合电流分别为IC1及IC2, 而电感耦合电流分别为IL1及IL2, 显然 IL1=IL2=IL, 在靠近干扰源近端R2G上的耦合干扰电压为 U2G=(IC1+IL)R2G(3-30)远端负载R2L上的耦合干扰电压为 U2L=(IC2IL)R2L(3-31),并联电流源,串联电压源,由(3-30)和(3-31)式可知, 对于靠近干扰源端(近端)电容性耦合电压与电感性耦合电压相叠加, 而对于靠近负载端, 或者说远离干扰源端, 总干扰电压等于电容性耦合电压减去电感性耦合电压, 在进行加减计算时, 是以复数形式进行的。 图3-16(b)为图3-16(a)的等效电路, 由上面的分析可求得, 在靠近干扰源端(近端)干扰电压为,(3-32),用叠加原理,电流I1,电压UR1,靠近负载端(远端)的干扰电压为,(3-33),式中：,并联电流源,串联电压源,表3-4给出了几种导线及传输线的电感(自感)公式。 表3-5给出了导体的电阻公式。 ,表3-4 几种导线及传输线的电感(自感)公式,表3-5 导体的电阻公式,3.2 高频耦合(信息与通信专业)前面所研究的线间耦合是低频情况下的耦合, 即导线长度较波长小得多的情况, 在高频时, 导体的电感和电容将不可忽略。 此时, 电抗值将随频率而变化, 感抗随频率增加而增加, 容抗随频率增加而减小。 在无线电频率范围内, 长电缆上的骚扰传播应按传输线特性来考虑, 而不能按集总电路元件来考虑。,波速 = 波长 频率,光速：约3.010的八次方（m/s）,根据传输线特性, 对于长度与频率所对应的4可以比拟(或大于)的导体, 其特性阻抗为。 其端接阻抗应等于该导体的特性阻抗, 实际上这是不大可能的。 因此, 在其终端会出现反射, 形成驻波。 在无线电频率范围内, 许多实际系统中的驻波现象均有明显的骚扰耦合作用。 当频率较高, 其导线长度等于或大于14波长时, 前面的公式就不再适用了, 因为不能用集总阻抗的方法来处理分布参数阻抗。 此时, 区别电容耦合或电感耦合已没有意义, 需要用分布参数电路理论求解线上的电流波与电压波来计算线间的干扰耦合。,3.2.1 分布参数电路的基本理论 由电磁场理论可知： 在导线或传输线上 有分布电阻及分布电感； 在导线间 有分布电容和分布电导。 在低频时, 或者说当波长远大于线长时, 这些分布参数对线上传输的电流、 电压的影响很小, 而把电路作为集总参数电路来处理。 当频率很高使线长可以和波长相比较时, 线上的分布参数对电流、 电压的影响很大, 此时需要用分布参数理论来研究。,对于分布参数电路, 线上任一无限小线元z上都分布有电阻Rz、 电感Lz及线间分布电导Gz和电容Cz。 这里R、 L、 G和C分别为线上单位长度的分布电阻、 电感、 电导和电容, 其数值与传输线的形状、 尺寸、 导线材料及周围填充的介质参数有关。,对于距传输线始端z处线元z的等效电路可用图3-17表示, 设z处的电压和电流分别为u(z)和i(z), z+z处的电压和电流分别为u(z+z)和i(z+z), 由于z, 因此可将线元z看成集总参数电路, 应用基尔霍夫(Kirchhoff)定律可导出均匀传输线方程:,(3-34a),(3-34b),注意到：,式中, U、 I为U(z)、 I(z)的简写, 分别为线上z处电压和电流的复振幅值 (设电压, 电流简谐变化), 对于无耗传输线, 忽略R和G的影响, 则式(3-34)变为(3-36(a)(3-36(b)该式为均匀无耗传输线方程。,(3-35),单位长串联阻抗,单位长并联导纳,由(3-36)式还可进一步得到如下方程: 式中, , 方程(3-37)式的解为,(3-37(a),(3-37(b),(3-38(a),(3-38(b),式中, , 为无耗传输线上的特性阻抗。 若已知在始端z=0处的电压与电流, U(0)=U0, I(0)=I0, 则由(3-38)式可将线上一点的电压和电流用三角函数表示为 由上式可得出任一点的等效阻抗为 (3-39(c)式中, Z1=U0/I0, 为传输线始端的输入阻抗。 表3-6列出了两种典型传输线的特性参数。,(3-39(a),(3-39(b),上下同除,表3-6 两种典型传输线的特性参数,表3-7 几种常用金属的RS值,3.2.2 高频线间的耦合如图3-18所示为地面上方的两平行传输线, 图中的地面可看成二芯屏蔽电缆的屏蔽外导体或三线传输线的参考导体。 设接有干扰源的导线为发射线, 而受干扰的为接收线。 线长为l, 其坐标由x=0到x=l, 在x=0处, 发射线与参考导体间外加一激励电压ug=US sint, 线长l, 导线周围是无耗均匀媒质, 其介电常数与导磁率分别为和, 在x=0和x=l 处发射电路端接阻抗分别为Z0G和Z1G, 而接收电路的端接阻抗分别为Z0R和Z1R, 其等效电路如图3-19所示。,图 3-18 传输线的高频耦合,图 3-19 传输线的高频耦合的等效电路,在图3-19中, UG(x)和UR(x)分别表示线上任一点发射线和接收线相对参考导体的电压, 而IG(x)和IR(x)分别为线上任一点发射线电流及接收线电流。,UR(0),UR(l),下面用分布参数电路理论来计算高频线间的干扰耦合。 设单位长度上, 发射线和接收线的自电感分别为LG和LR, 自电容分别为CG和CR, 两线间的互感和互电容分别为LM和CM, 不考虑传输线上的损耗电阻, 可得到一小段传输线x的等效电路, 如图3-20所示。,图 3-20 x线元高频耦合等效电路,图 3-20 x线元高频耦合等效电路,两边同除x，当x0时忽略高阶小量,利用与方程(3-34)相同的推导方法可求出, 当x0时, 线上,(3-40),设为无耗导线，忽略电阻,Ug/x,式中:,在上述公式中, ZCR(ZCG)为接收(发射)电路存在时发射(接收)电路的特性阻抗, k为耦合系数, UGD和IGD为发射线的直流电压和电流, G和R分别为发射和接收电路的时间常数。,3.2.3 低频情况的耦合 对于低频情况, 线长l, 则有:并且忽略LG、 LR、 CG、 CR的影响, 则可求出: (3-44),式中:,在(3-44)式中, 被干扰线上的端电UR(l)和UR(0)均是两项干扰电压的叠加, 其中为两线间互感LM耦合产生的, 称为电感耦合, 为两线间电容CM耦合产生的, 称为电容耦合, 不难看出(3-44)式与前节所推出的(3-32)式及(3-33)式是一致的。 根据(3-44)式可得到两传输线低频耦合(电感性耦合及电容性耦合)的等效电路, 如图3-21所示。 ,图 3-21 传输线低频耦合的等效电路,3.3 辐射耦合辐射电磁场是骚扰耦合的另一种方式, 能量以电磁波的形式通过空间传播的现象称为电磁能辐射或电磁辐射。当电磁辐射强度超过人体或仪器设备所能容许的限度时将产生电磁污染和对其他系统的干扰。辐射耦合：射频设备所形成的电磁场，在半径为一个波长的范围之外是以空间辐射的方式将能量传播出去的；射频设备视为发射天线。而在半径为一个波长的范围之内则主要是以感应的方式将能量施加于附近的设备和人体上的。,1.电磁辐射的概念,当远离场源时，空间中的电磁场并不取决于同一时刻的场源特性，它类似于水中的波纹，即使当前时刻的场源已经消失，但前一时刻它释放出的电磁能量仍然单独存在于空间电磁场中，并以电磁波的形式按一定的速度在空间传播，这种现象称为电磁辐射。,(1)近场（ r ) ，辐射场的电磁能量完全向外辐射出去；,电流产生磁场，电压产生电场。在交流电中，导体中的交流电流和导体间的交流电压在周围空间产生交变的磁场和电场。,3.3 辐射耦合,3.3 辐射耦合 辐射电磁场是骚扰耦合的另一种方式, 除了从骚扰源有意辐射之外, 还有无意辐射, 例如, 有短(小于4)单极天线作用的线路和电缆, 或者起小环天线作用的线路和电缆, 都可能辐射电场或磁场。 辐射耦合的途径主要有: 天线天线, 天线电缆, 天线机壳, 电缆机壳, 机壳机壳, 电缆电缆。对于辐射耦合, 电磁场理论中近场与远场的概念是十分重要的。,3.3.1 电磁辐射当场源的电流或电荷随时间变化时, 就有一部分电磁能量进入周围空间, 这种现象称为电磁能量的辐射。 研究电磁辐射, 最简单的是电偶极子和磁偶极子的辐射。 实际天线可近似为许多偶极子的组合, 天线所产生的电磁波也就是这些偶极子所产生的电磁波的合成。,1. 电偶极子的电磁辐射电偶极子是指一根载流导线, 它的长度l与横向尺寸都比电磁波长小得多。 假设沿长度方向上的电流是均匀的, 导线长度l比场中任意点与电偶极子的距离小得多, 即场中任意点与导线上各点的距离可认为是相等的。 偶极子经传输线接于高频源上, 如图3-22 (a)所示。 高频源的传导电流在偶极子两端会中断, 但偶极子两臂之间的位移电流与之构成了环路。,麦克斯韦方程的由来及物理意义：,静电场的高斯定理,麦克斯韦补充完善成：,对变化磁场能激发电场和变化电场能激发磁场的现象，提出了有旋电场和位移电流的概念。并归纳出电磁场的基本方程。,静电场的环流定理,磁场的高斯定理,安培环路定理,位移电流，变化电场激发磁场,涡旋电场，变化的磁场可以在空间激发电场,将电偶极子中心置于直角坐标原点, l沿y轴方向, 如图3-22(b)所示。 设电偶极子上电流作余弦(或正弦)变化, 即I=Im cost。 那么, 电偶极子在介电媒质中产生的电磁场(E和H)亦是时间的余弦(或正弦)函数。 自由空间的电荷密度、 传导电流密度JC以及电导率均为零, 麦克斯韦方程的微分形式可表达为,麦克斯韦在科学上的贡献是创建了电磁场理论,预言了电磁波的存在,论证了光波就是电磁波!,(3-45),式中: 为磁场强度(A/m); 为电场强度(V/m)； 为磁感应强度(T); 为电位移矢量(Q/m2)。,是矢量微分算符,规定其作用于右边函数或矢量时，总是先做微分运算，后做矢量运算。,电场强度的旋度等于该点处磁感强度变化率的负值；,由上述方程组可解得电偶极子周围的电磁场为,(3-46),无限大空间的介电常数；,为相位系数，波数(rad/m),r 为场点到场源的距离,设短导线中流过电流：,电偶极子,近场：,远场：,特点：E和H的幅值都和角无关。对于近场，r幅值；对于远场，幅值与sin成正比，=90时，幅值最大。,y,z,r,幅值最大,幅值最大,(3-47),(3-48),主要取决kr高次项，其余忽略,主要取决kr低次项，且Er可以忽略,2) 远场区(又称辐射场区)在r(2)的区域内, kr1。 由(3-46)式可见, 电偶极子产生的场分量主要取决于1/(kr)的低次项, 而且E与E相比可忽略, 因此在波的传播方向上的电场分量近似为零, 近似得,(3-48),由式(3-48)可看出, 无论是E还是, 幅值都和角无关, 仅与角有关, 而且正比于sin。 在90的方向, 即在垂直于偶极子轴线的方向上, 场强E及H最大。 辐射源向空间辐射的电磁场强度随空间方向而变化的特性称为辐射源的方向性, 图3-23为电偶极子的方向图。 ,图 3-23 电偶极子的方向图,远场,表3-8 距电偶极子不同距离的场强,工程上可以利用(3-47)式与(3-48)式计算电偶极子周围场强的值, 例如, 当l长为1 cm、Im为1 A时, 不同距离上的场强值如表3-8所示。,(3-48),100？,1000？,=？,2. 磁偶极子的电磁幅射参照电偶极子的电磁幅射一节, 用一个磁偶极子替代电偶极子。 该磁偶极子由假想的一对相距极小的正、 负磁荷(+qm, qm)组成, 如图3-24(a)所示。 直径远小于波长的小环天线可作磁偶极子处理。 将通电小圆环置于xz平面, 环中心与坐标原点重合, 见图3-24(b)。 设小圆环半径为a, 流过的电流为im=Im sint, 可求得在空间某点处的电场与磁场的表达式为,(3-49),a：导线环半径,无限大空间的介电常数；,为相位系数，波数,r 为场点到场源的距离,磁偶极子,近场(感应电场区)：,特点：E和H的幅值都和角无关。对于近场，r幅值；对于远场，幅值与sin成正比，=90时，幅值最大。,y,z,r,远场(辐射场区)：,(3-50),(3-51),图 3-24 磁偶极子辐射源,由(3-51)式可见, 在磁偶极子的远场区, 电磁场与空间的关系完全和电偶极子相仿。 当=90时, 即在线圈所在平面上, 电场与磁场为最大值。 同样, 当一小圆环的半径a为0.564 cm, 通过的电流为1 A时, 其周围的场强值列于表3-9。,表3-9 距磁偶极子不同距离的场强,3.3.2 近场区与远场区的特性1. 近场区1) 波阻抗在上述分析中, 把r/(2)的区域作为近场区, 但在电磁屏蔽领域通常把与偶极子相距为r /(2)的区域作为近场区处理。 波阻抗是电磁波中电场分量与磁场分量之比, 即(3-52),近场区与远场区特性,1) 波阻抗在上述分析中, 把r/(2)的区域作为近场区, 但在电磁屏蔽领域通常把与偶极子相距为r/(2)的区域作为近场区处理。 波阻抗是电磁波中电场分量与磁场分量之比, 即,电偶极子近场区的波阻抗可由(2-14)式求得,磁偶极子近场区的波阻抗则由(2-17)式求得,注意到：,容性,感性,波速 = 波长 频率,近场区与远场区特性,磁偶极子波阻抗推导示例：,注意到：,波速 = 波长 频率,磁偶极子近场区的波阻抗则由(3-50)式求得,电偶极子近场区的波阻抗可由(3-47)式求得,(3-53),(3-54),容性,感性,2) 近场区电磁场的特点(1)由波阻抗表达式可见, 无论是电偶极子还是磁偶极子, 它们在近场区的阻抗都是虚数, 即近场区的电场与磁场相位相差90, 存在能量交换。 其次, 两种偶极子的波阻抗在量值上都是频率的函数, 但变化规律不同。 表达式中代入0及0值计算后可知, 电偶极子的波阻抗值高于磁偶极子的波阻抗(见图3-25), 所以电偶极子是容性耦合的高阻抗场,磁偶极子是感性耦合的低阻抗场。 将近场区的电场、 磁场瞬时波形画出, 就得到如图3-26所示的坡印廷矢量图。 由于E和H相位差90, 当E为最大值时, H为零, 坡印廷矢量为零; 若t1时刻的坡印廷矢量S1为正向传送, 则到t2的S2就反向传送, 表明感应的电磁场能量在r方向作往返振荡。,近场区与远场区特性,2) 近场区电磁场的特点近场区波阻抗都是虚数，电场与磁场相位相差90，存在能量交换。,图 3-25 电偶极子和磁偶极子的空气波阻抗,图 3-26 近场区的坡印廷矢量,H的最大对应E的最小,图 3-26 近场区的坡印廷矢量,由于E和H相位差90, 当E为最大值时, H为零, 坡印廷矢量为零; 若t1时刻的坡印廷矢量S1为正向传送, 则到t2的S2就反向传送, 表明感应的电磁场能量在r方向作往返振荡。,右手螺旋四指沿E弯向H，拇指指向,(2) 在感应场中, 感应情况不仅取决于场源性质及耦合方式, 还取决于被感应导体的状况、 所在位置及周围环境条件, 甚至感应体的存在, 也会扰乱原先的电磁场分布。 (3) 近场区的电场和磁场方向处在以场源为中心的大曲率半径球面上。 (3-47)式表明, 在电偶极子的近场区, 感应电场强度按1/r3规律减小, 磁场强度按1/r2规律减小(见图3-27); 在磁偶极子的近场区刚好相反, 感应磁场强度按1/r3规律减小, 电场强度按1/r2规律减小。,电偶极子,磁偶极子,此外, 场分布在方向的变化也很大。 因此在近场区测量电磁干扰, 数据对距离十分敏感, 不但要分别记录各测量点的电场强度和磁场强度, 还应注明测量距离和测量天线的规格。 在结构设计中, 大部分设备内的布局属近场范围, 有意识地利用空间距离衰减, 就可降低对屏蔽设计的要求。 从电磁兼容性出发考虑布局, 这是效/费比较高的一项措施。,理想的电偶极子和磁偶极子是不存在的。 杆状天线及电子设备内部的一些高电压小电流元器件等场源都可视作等效的电偶极子场源, 其近场区的电磁场以容性高阻抗电场为主。 环状天线和电子设备中一些低电压大电流元器件及电感线圈等场源都可视作等效的磁偶极子场源, 其周围电磁场呈感性低阻抗磁场的特征。 这些对电磁兼容性故障诊断有指导意义。,2. 远场区在电磁屏蔽领域中, 通常把离开偶极子源距离r/(2)的区域称为远场区。 由式(3-48)和式(3-51)可见, 在远场区电磁场只有与传播方向垂直的两个场分量E和H, 或H和E有关, 在传播方向没有场分量, 称为横电磁(TEM)波, 又称平面电磁波。 图3-28 为平面电磁波中电场与磁场的瞬时分布。 平面电磁波具有下列特性:,电偶极子,磁偶极子,近场区与远场区特性,2) 远场区电磁场的特点,图 3-28 远场区平面波的瞬时场分布,(1) 电磁波的两个场分量电场与磁场在空间相互垂直, 且在同一平面上。 (2) 电场和磁场在时间上同相位。 (3) 平面波在自由空间的传播速度,右手螺旋四指沿E弯向H，拇指指向,图 3-28 远场区平面波的瞬时场分布,(1) 电磁波的两个场分量电场与磁场在空间相互垂直, 且在同一平面上。(2) 电场和磁场在时间上同相位。 (3) 平面波在自由空间的传播速度,(4) 自由空间电场和磁场分量的比值(波阻抗)是一常数, 与场源的特性和距离无关。 对于电偶极子, 可由式(3-48)得到波阻抗Zw为 (3-55)用磁偶极子远场区的E和H的表达式可获得同样的结果。,电偶极子,磁偶极子,自由空间电场和磁场分量的比值(波阻抗)是一常数, 推导如下：对于电偶极子, 可由式(3-48)得到波阻抗Zw为,电偶极子,磁偶极子,(5) 平面波中电场的能量密度We和磁场能量密度Wm各为电磁波总能量的一半, 即 (3-56) (3-57) (3-58),(6) 电磁波能量的传播方向由坡印廷矢量确定, 可用下式表示: 式中: 为坡印廷矢量; 和为互相垂直的电场与磁场矢量。 (7) 电场与磁场均随离开场源的距离成反比地减小(见图3-27)。 电磁兼容性测试时常利用这种关系进行电磁发射极限值转换。 例如, 在国家标准信息技术设备的无线电骚扰限值和测量方法中, 规定在30230 MHz频段, B级受试设备的10 m准峰值限值为30 dBV/m, 当改用3 m距离测量时, 限值将增加到40.5 dBV/m。,(3-59),3. 空气波阻抗与场源特性、 波长、 距离的关系综上所述, 近场区与远场区的波阻抗有明显区别。 分析金属板的电磁屏蔽效能时, 正是这种材料界面上波阻抗的差异导致了反射损耗, 因此波阻抗是屏蔽效能计算中极重要的一个参数。 图3-25给出了自由空间不同场区的波阻抗随频率及距离变化的关系。 进入远场区之后, 波阻抗将趋向恒定的377 。,4. 导体的波阻抗导电媒质的波阻抗可由电磁波在远区自由空间传播时波阻抗表达式(3-52)推出。 只需以导体的复介电常数代替自由空间的。 导体的波阻抗以表示, 有,对良导体而言, 有, 则,为导体的磁导率, 非铁磁性材料的=0; 为导体的电导率; 为电磁波的角频率。,注意到：,上式中为良导体波阻抗的模, 有 (3-60)从ZS的表达式可见, 电磁波在良导体内传播时电场与磁场相位差/4, 而且由于导体引入的损耗, 其幅度将按指数规律下降, 坡印廷矢量如图3-29所示。,图 3-29 电磁波在导体内的传播特性,(3-61),一般资料只提供相对电导率r和相对磁导率r, 见表3.8。 把r和r代入式(3-60)后, 可得式中: r=/0, 0=4107(H/m);r=/Cu, Cu为铜的电导率, Cu=5.8107(S/m)。 例如, 在频率为1 MHz时, 按式(3-61)可求得铜对电磁波的波阻抗为0.368 m。,3.3.3 电磁波的极化极化是指平面波的电场强度E在空间某一定点的方向变化情况。 电磁波电场强度的取向和幅值随时间而变化的性质。如果这种变化具有确定的规律，就称电磁波为极化电磁波。,沿x方向传播的平面波, E和H都在y-z平面上。若Ez=0, 只有Ey存在(电偶极子垂直放置时在近场区所产生的电磁波就属此情况), 则称该平面波极化于y方向,y,z,平面波极化于y方向, 如图3-30(a)所示。 Ey垂直于地平面, 又称垂直极化。 若Ey0, 只有Ez存在(电偶极子水平放置时在近场区的情况), 则称该平面波极化于z方向。 Ez平行于地面, 又称水平极化。 一般情况下, Ez和Ey均存在且同相, 平面电磁波中合成电场的方向取决于Ez和Ey的相对大小。 电场方向和z轴间形成的夹角arctan(|Ey|/|Ez|)不会随时间变动, 如图3-30(b)所示。 上述三例中, 瞬时场向量的端点始终沿一直线移动, 统称为线性极化波。,图 3-30 线性极化示意,若Ey、 Ez均存在, 但不同相, 即Ey和Ez的极大值发生在不同的时间, 则合成电场向量的方向将随时间而变。 这时电场向量E的端点随时间的轨迹是个椭圆, 称为椭圆极化,